rloc
-
Постов
3 155 -
Зарегистрирован
-
Победитель дней
12
Сообщения, опубликованные rloc
-
-
Так в звуковой карте измеряется разница частот каких-то генераторов.
Смешиваются 2 кварцевых генератора с разницей 10-20 кГц, и на звуковую карту. Измеряемый ГК предполагается хуже по шумам.
Да, макушку разницы берём за 0 дБ, а далее дифференцируем вниз, вроде всё O.K.Точно, нужна разница.
Но только ни нелинейность, ни ошибки АЦП не учитываются и не гарантируются,С линейностью все в порядке, как я помню vhk измерял ее двухсигнальным методом и получил около 120-130 дБ (динамический диапазон по интермодуляции) в полосе 1 Гц вместе со смесителем (прошу поправить если ошибся в цифрах). Высокая линейность АЦП в звуковых картах гарантируется принципом преобразования - оцифровка с разрядностью 1 бит (бывает больше) с помощью сигма-дельта модуляции и далее повышение разрядности за счет сужения полосы (24-32 бита). 1 разряд (пороговое устройство) может быть нелинейным? Более линейных систем не встречал. Скорее E5052 надо калибровать по звуковухе ) Но и звуковуха не самая банальная, не стоковая на материнской плате, с шильдиком Agilent ее стоимость могла бы быть под четверть от E5052B.
ни совпадение измеренной шумовой дорожки с реальным тепловым шумом не проверяется.Шумовая дорожка не обязана совпадать с тепловым шумом, есть добавка в виде собственных шумов измерительной системы (коэффициент шума). Чем и ограничивается чувствительность в дальней зоне, никто не спорит.
И в результате видим гипертрофированные спектры, кои выкладывают радиофилы
Чем они гипертрофированы? На мелкие ПСС по ЭМС и проникновения эфира можно закрыть глаза, на общий вид огибающей шумов не влияют, мощность не та.
-
Как и него устроена измерительная петля, которая переносит спектр шумов в полосу до 10 МГц кто нибудь знает?
Как они пишут:
The phase noise of the signal is measured in the carrier lock multi-mode PLL circuit with the orthogonal phase detection method.Чувствительность ограничивается шумами гетеродина. В ноль ортогонально перенесли, на выходе - ФШ (АШ подавлены).
-
Упоминается JLink EDU девятой версии.
Давно продаются, на Digikey они сейчас и лежат, получали недавно.
-
Там есть один момент на схеме - настройка измерения ФШ в режиме wide. Там по чутью есть проблемы из-за нее. В этом режиме отключается управление УПЧ.
Совсем из памяти вылетело, что за режим "wide"? Смотрел на эту картинку и думал: как они так ловко на ПЧ оцифровывают с АЦП на 125 МГц (из мануала)? В то время на эти частоты не было АЦП с достаточной динамикой, потеряли бы в чувствительности при одновременной оцифровке несущей с шумом. Системы с непосредственной оцифровкой появились позже (Symmetricom 5125A, из -150 дБн получают -180 дБн). При переносе на нулевую частоту, без деления на квадратуры (IRM), две боковые сложатся и нужно вводить поправку на 3 дБ, а если боковые не одинаковые (очень часто встречал такую ситуацию)?
Где эталон фазового шума?Пока их два: шумовой пол (дно, полка, дорожка - как хотите переводите) и шумовая модель Лисона лейкосапфираА что можно сделать эталоном АШ? 0 Вольт и АШ лучшего ИОН на земле?Вопросы с эталонами интересные. Для начала, шумы нужно разделить на абсолютные и относительные. Эталоном абсолютных шумов может быть любой белый шум (не обязательно тепловой). Мощность легко преобразуется в другие величины (тепло), которые можно сравнить с известными эталонами. Если шум белый (некоррелированный), он поровну делится между амплитудными и фазовыми (-3дБ), получаем сразу два эталона. Остается только согласовать. Формула Лисона не может быть в качестве эталона, ее проверка требует еще многих экспериментов, знаю у Сергея есть некоторые расхождения. С относительными шумами все намного интереснее.
Насколько я пОмню, там есть и АЦП, тоже не самый крутой, ЕМНИП 10- или 12-разрядный, и ИОН там так себе, как я понимаю. В звуковой карте вообще ничего устойчивого и опорного нет. Это тупо математика, а не метрология?Если мы измеряем относительные шумы (в разах), важна ли точность источников тока/напряжения?
Ну и вот - такой неказистый оцифровщик и приемник меряет до минус 180 дБн/Гц на отстройке 100 кГц от несущей 100 МГц.Коль несущая подавлена, динамика не нужна. По-старинке так всегда и делали.
-
К вопросу о E5052B. Не знаю почему, ранее думал ФШ выделяются в каждом канале путем перемножения гетеродина с сигналом со сдвигом 90 гр. в петле PLL. Так бы было логично с точки зрения подавления несущей и более полного использования динамики АЦП. Согласно схеме ниже, вместо PLL используется FLL, оцифровка идет на промежуточной частоте (IF), и выделение фазы с амплитудой - в цифре.
На самом деле, тестовый сигнал нигде никуда не подается, а все калибруется по ПЧ перед захватом цифровой ФАПЧ прибора внешнего сигнала.После АЦП информация о соотношении несущей и шумов не теряется и легко вычисляется в любой момент времени, захват не мешает.
-
Я правильно понимаю, что для кварца на основную гармонику я L16 могу спокойно выкинуть,
а при применении кварца на 3-ю гармонику на место C38 и L16 нужно паять другие компоненты?
Да, LC цепочка нужна для режекции основной гармоники, при генерации на 3-ей. Выше 40 МГц в основном делают на 3-ей гармонике, четкой границы нет. На основной гармонике вместо L16 должна быть перемычка.
-
будет на Метрологии - приходите пощупать
Андрей, сами не планируете?
-
140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц и перестройкой 10 МГц. Размером в кубический дюйм.
Вспомнил, как Александр писал о сложении нескольких OCXO и далее. С микро-термостабилизацией как у магических кристаллов может в кубодюйм поместиться, с другим активным элементом. Конструктив - типа трехэтажного сендвича. Поразмышлять то никто не запрещает )
-
Говорят, существуют в природе генераторы X-диапазона с шумами под 140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц и перестройкой 10 МГц. Размером в кубический дюйм. Может, отстройкой ошиблись - не 10, а 100 кГц?
Уж не потому ли вопрос задан, что есть чем похвастаться?
-
нашел статью, в которой буржуи пишут, что усилитель, который сидит в насыщении вносит ФШ.
Не всегда. С полевыми транзисторами этот эффект не наблюдается, у биполярных есть так называемый "эффект памяти" (рассасывания носителей), который может приводить к увеличению ФШ. Если усилитель спроектирован грамотно, то транзисторы практически не входят в насыщение, даже когда усилитель в ограничении. Рост ФШ при ограничении не может быть катастрофическим (скажем не более 10 дБ). Чаще наблюдаю рост ФШ в усилителях класса C, где и отсечка есть и ограничение с насыщением.
-
Да то, что при измерении ФШ есть эталон, при измерении АШ я его не увидел.
По-большому счету, в случае измерилки vhk, калибровка не нужна. Вся его система, смеситель + АЦП, обладает ультра высокой линейностью, и измерения делаются без переключения диапазонов по амплитуде и частоте. Достаточно одной точки отсчета - уровеня несущей, все остальные уровни гарантированны линейностью. Оцифровку данных vhk делает на промежуточной частоте, значит есть полноценное деление на квадратуры и точное знание амплитуды и фазы. Практически идеальный вариант при наличии хорошего опорного источника со смещением по частоте около 20 кГц. В E5052 калибровка обязательно нужна: полоса частот отстроек делится на диапазоны со своей нормировкой - эта надо обязательно проверять, чтобы сшивка не разошлась. Очень кстати часто в E5052 на стыке границ видна ступенька. И высокая чувствительность куда важнее кросскорреляций, за время которых частота может уйти.
-
По фазовому шуму слышал, для калибровки используют генераторы с частотной модуляцией, на вход которых подают псевдослучайный сигнал с равномерным распределением. Спектральная плотность фазового шума в этом случае имеет наклон 20 дБ/дек и нормированное значение при смещении от несущей, а шириной полосы модуляции добиваются сдвига этого наклона, как правило с шагом 10 дБ по вертикальной оси.
-
И чоб их отдельно не мерять, когда они ортогональны?
Прошу уточнить, о чем речь.
-
На рисунке записаны АШ и ФШ с выхода усилителя на ОУ AD8099.
За вычетом входных?
-
В FSWP схема измерения добавочных шумов с опцией B64 выглядит так
Похоже на то, что измеряют амплитуду/фазу внешнего генератора и вычитают (или перемножают для ФШ) из выходного сигнала усилителя, в цифре с учетом задержки. Но надо спросить о более подробной схеме у производителя, нигде не нашел описания входов LO Aux и как они коммутируются внутри. Полагаю делают измерения с преселектором для основной гармоники.
-
почему то сложилось такое ощущение, что наука измерения шумов передающих систем это что-то тайное и только для посвященных :laughing:
Есть измерительный комплекс E5505A:
The Keysight Technologies E5500 Series of phase noise measurement solutions offers the most flexible set of measurements on one-port VCOs, DROs, crystal oscillators and synthesizers. Two-port devices, including amplifiers and converters, plus CW, pulsed and spurious signals can also be measured. The E5500 measurements include absolute and residual phase noises, AM noise, and low-level spurious signals. The stand-alone instrument architecture easily configures for various measurement techniques, including the PLL/reference source technique, residual and FM discriminator methods.R&S также может предложить измерение вносимых шумов (FSWP):
The R&S®FSWP offers an internal signal source (R&S®FSWP-B64 option) for measuring additive phase noise. Amplifiers, doublers, splitters and other two‑port components cause additive phase noise even though they do not generate a signal. When developing high‑end radar applications, for instance, it is vital to know how much phase noise these individual components as well as the local oscillator are adding to the signal. Only then is it possible to develop extremely low‑noise transmitters.Simultaneous measurement of amplitude noise and phase noiseИ смотря какие отстройки нужны, есть много приборов, измеряющих коэффициент шума - тот же шумомер, но измеряющий суммарный вносимый AM+PM noise.
-
Странный производитель не желающий продавать свой продукт.
Попробуйте через ближайшего дистрибьютора обратиться, а не через форму на сайте. Должны NDA прислать.
-
Новинка RFSoC от Xilinx
Интересное решение!
Вещь интересная, но потребляет жутко много. Вряд ли получится что-то массовое на этом делать. Всё же отдельная радиочасть (которые тоже делают в виде чипа) + малопотребляющий АЦП пока предпочтительнее.Во всяком случае потребление будет меньше, чем связка FPGA + внешний скоростной ADC/DAC. На настоящий момент все гигабитные трансиверы (надо минимум 16) уходят на передачу данных и нагрев, высвободятся ресурсы под PCIe и гигабитную оптику.
-
Проходит несколько месяцев, приходит, видимо, другая партия SRD, и всё рассыпается.
С этого момента поподробнее. Всегда же интересно, в чем конкретно дело? Какой параметр меняется? Тестером не прозваниваются? Время жизни носителей изменилось? Насколько? Форма выходного импульса? Ток через диод: в прямом направлении и при рассасывании? Причина появления нулей? Про возбуждение впервые слышу - несогласованность выхода усилителя? Вижу есть разброс от партии к партии, но нет необходимой выборки.
По схемотехнике уточняющие вопросы. Варианты построения рассматривали только классические? Т.е. раскачка сигнала в линейном режиме до 20-30 дБм и через трансформатор на диод? Были ли в схеме элементы регулировки? Как они влияли? Развязка по выходу? Какая нагрузка? Далеко ли стояла нагрузка?
Добавлю, что у гармоникового смесителя есть чудесное свойство ”ловли блох” – собирания шумов на неиспользуемых гармоникахС этим абсолютно согласен. Наблюдали такой эффект, как рост шумов при отстройке от гармоники. Очень похоже на эффект когерентно-некогерентного сложения белого шума. Шумные источники на SRD лучше не умножать.
-
Был где-то документик помнится от Linear
Хорошо, что напомнили, забыл напрочь, а схема полезная - DC1075A
В качестве триггера использовали аналог AUP, но другой фирмы. Входная частота думаю не 1.5 ГГц, поменьше. Максимальная частота демо платы, с которой рекомендуют использовать делитель - 125 МГц (400 МГц по входу делителя). Linear использует эту делилку для подключения стандартного генератора к АЦП. Полностью согласен с этим решением. Большинство настольных генераторов имеют на низких частотах относительно плохие шумы, параметры АЦП не померить.
-
Это похоже совсем другая технология, при сходных названиях.
Две PLL внутри, внутренняя и внешняя, во внешней в качестве ФД используют АЦП. ГУН классический, но меня больше интересует шумность детектора.
-
С точки зрения фазовых шумов выбор гармоникового смесителя - это крайне сомнительное решение. Что бы ни писали и ни говорили про сэмплеры, и на чем бы они ни были построены (NLTL, SRD), по динамическим характеристикам они всегда проиграют фундаментальному миксеру.
Если бы своими глазами не видел -130 дБ при отстройке 10 кГц при умножении со 100 МГц до 10 ГГц, думал бы также. Причем по компактности (спичечный коробок), стоимости и потреблению нет ничего близкого. Возможно в этом случае обязательно применение первичных источников с хорошими шумами в дальней зоне, с меньшим влиянием эффекта наложения. Но лучше -130 дБ не вижу особого смысла делать, по крайней мере на данный момент для насущных задач в диапазоне 1-10 ГГц. Помню Александр говорил про многократные попытки использования SRD, в чем же там была загвоздка? Наиболее вероятная проблема. Не дает покоя этот вопрос.
Коллеги, а кто-нибудь синтезатор на базе digital pllДавно слежу за прогрессом в этом направлении у Silabs. Взять например Si5380, не видно классической полки от детектора, похоже шумы в петле повторяют кварц на AT срезе не высокого качества.
-
Приведу похожий пример с PDS.
Нечем возразить. Остается догадываться, какие были шумы и спуры на этапе моделирования AD9163.
Только, вот, нужно ещё и фаз. шум сохранить после деления на 20 (и последующего умножения - интерес, ведь, в гармониках?). В КС я решился использовать только 3 и 5 гармоники делителей, и то далеко оторвавшись от шумового пола.Да, конечно, за шумом следить обязательно, с делителями - особенно тщательно. Идея не меняется, как один из вариантов перехода на строб-смешивание и отказа от использования переключения нескольких умножителей с разными коэффициентами деления. Даже видел в одном из патентов нечто похожее, где перешли внутри микросхемы со схемы с целочисленным ФАПЧ на строб-смешивание + ФАПЧ и получили выигрыш по шумам на 20 дБ.
Да, ФНЧ без потерь. Чего не скажешь о ЦАП. Вот там и шум, и спуры, как раз и добавляются.Интегральные линии задержки с большим разрешением, которые мне знакомы, сделаны на последовательно включенных логических элементах - нелинейность хуже ЦАП (источник спуров), про шумы лучше не говорить. В дискретном виде делают линии задержки на интегрирующих цепях (RC), и при больших задержках набегают шумы (аппроксиматор с потерями).
Если делать UXG, то, да, недорого и весьма эффективно, лучше и не придумаешь. А вот если модуль на ладошке, то получим большую грелку. Пока, во всяком случае.Да, с грелками проблема. С косвенным синтезом сложно потягаться.
А как с ней быть применительно к DDS? Вы собираетесь её формировать непосредственно на выходе ЦАП?Комплексное перемножение DDS и I/Q, по классике, в цифре, потом на выход ЦАП. До первого умножения все понятно, с умножением - квадратуры надо как-то трансформировать, да и само умножение подойдет только активное.
Если сформировать несколько синусоид в цифровом виде (NCO), то, суммируя их, можно получить сдвиг фаз, чтобы заполнить неопределённость в один период клока?Мне кажется подвох здесь кроется в том, что нужно не фазой крутить, а задержкой, точнее частотой, а сложением одночастотных синусоид невозможно получить новую частоту (гармоники не считаем). Да и из двух разных, но фиксированных, частот невозможно получить произвольную.
:) Я его даже заставил работать устойчиво с нечетным Кд, когда-то тут темку по этому поводу открывал.Темку помню. Когда выходной сигнал близок к меандру, в его спектре нечетные гармоники имееют бОльшее значение, для четных может усиления в петле не хватать, думаю так.
Коллеги, а кто-нибудь синтезатор на базе digital pllЖду когда появится АЦП с достаточно малой задержкой по выходным данным (для широкой полосы в петле) и хорошей динамикой, чтобы использовать его вместо TDC. Хорошая конкуренция прямосинтезным схемам будет.
-
Выхожу сегодня на пробежку и вижу на капоте машины
Виталий, поздравляю с продвижением в массы )
На выходе ADF4002 на верхней частоте будут очень короткие импульсы. И тут могут быть такие проблемы:1. Быстродействие Д-триггера (я правда смотрю исходя из доступной мне элементной базы, которая ограничена сериями 74lvc/74ac).
Да, формально LVC до 200-250 МГц.
Наиболее ярко это демонстрирует нетрадиционный делитель от Венцеля.Не думал, что встречу человека, также повторившего эту схему ) Есть свои нюансы, например падение внутреннего усиления с ростом частоты, не для массового применения.
2. Задержки - может неудачно получиться и срабатывание триггера будет нестабильным, но это должно лечиться без проблем.У AUP серии времена setup/hold лежат в диапазоне +-0.2 нс, действительно "попасть" в 2.5 нс (400 МГц) не составит труда.
3. Мощность выходного сигнала. Мне кажется, что сигнал с очень большой скважностью это потенциальная проблема с шумом, ибо энергии в импульсе будет немного, а шумовой пол остается такой же, как и с меандром (или близкой к нему формой) на выходе.Есть такая проблема, в этом случае стоит подумать о переходе на AD9512 с отдельным программированием паузы и длины импульса.
На выходе ADF4002 на верхней частоте будут очень короткие импульсы.Кстати, есть очень красивое применение коротким импульсам (длительность = одному периоду). Например умножаем 100 МГц на 20 и потом делим на 20 с длительностью в один период. Дальше подаем на LO вход смесителя и получаем гармониковый смеситель от 100 до 1000 МГц с гарантированными характеристиками. Для случая, если кто боится использовать диоды с накоплением заряда или для применения в интегральном исполнении, квиксин в микросхему поместить.
Нет конечно, гармоники это не спуры. Низкими спурами можно считать, например, достигнутые в QuickSyn, -70 dBc на частоте сигнала 10 ГГц. Кому-то ж и такие уровни нужны. А кому-то и этого мало. В DDS подобных цифр пока не получают. Там ведь не только гармоники, но главное - спуры вблизи сигнала.Открываю документ по AD9163 на странице 15, рисунки 17, 18, 19, режим DIGITAL SCALE = -6 dB, SHUFFLE TRUE (тонкая синяя линия). На частоте 1 ГГц SFDR составляет -85 дБс, при этом уровни второй и третьей гармоник находятся на том же уровне, и по их форме понятно, SFDR определяется именно гармониками, а спуры лежат ниже. Приводим -85 dBc к 10 ГГц и получаем -85 + 20log(10) = -65 dBc. За вычетом гармоник получаем не хуже -70 dBc. Это конечно шуточные выкладки, у Александра лучше чем -70 dBc, с запасом написано, но если немного потрудиться над ЦАП, все может быть.
Статья Perrott. Титанический труд в картинках, недосягаемый для моего понимания. Можно ли это приспособить для PDS?Мне показалось, "на пальцах" легче восприятие, чем куча формул. Если попытаться применить эту технологию, от PDS ничего "родного" не останется. Там все крутится вокруг линейности и шумности TDC преобразования, остальное - математика.
Есть вариант PDS с дельта-сигма модулятором. Там разрядность ЦАП значительно меньшая, используются только старшие, расщепляемые разряды.Это уже интереснее.
Что это за распараллеливание? Как понять формулу 400*32=12.8 ГГц?Где и как это применяется и каковы результаты по спектральной чистоте?
Значит, что цифровая часть современных ЦАП работает не на 12.8 ГГц, а на 400 МГц (для примера пишу, цифры могут быть другие) и только одновременная работа 32 ядер DDS дает возможность перейти на высокую частоту. В более ранних микросхемах принцип был такой же. Пример этого ЦАП писал выше.
И именно ЦАП (вместе с ФНЧ) ”вычисляет” (аппроксимирует) ту точку А перехода через 0. Т.е. это некий весьма эффективный аналоговый вычислитель (процессор, аппроксиматор и т.д.).Еще раз подчеркну, ФНЧ - аппроксиматор без потерь, без добавления шума. Организовать регулируемую задержку без потерь намного сложнее.
Если складывать две дискретные синусоиды одинаковой частоты, но с разной амплитудой/фазой, что будет происходить с фазой суммы синусоид? (Хочется поискать что-то ещё, что может крутить фазу).если есть две синусоиды с разной фазой одной частоты ,то получить произвольную фазу нет проблем.Стоп, крутить фазу можно и одной дискретной синусоиды, до этапа ее перехода в аналоговый вид.
И всё-таки, хотелось бы видеть ДДС без ЦАП, т.к. это дорогое и избыточное решение (как и в PDS :)).Не очень дорогое. Кстати, с обратным преобразованием синус-цифра те же проблемы и лучше АЦП пока ничего придумать не могут ) Интересное замечание - с одной стороны ЦАП и АЦП обладают нелинейностями, а с другой стороны позволяют бороться с ними собственными средствами. И еще, без ЦАП невозможно будет полнофункционально модулировать. Как быть с I/Q модуляцией? Отдельная схема? Тоже между прочим не простая. Это одна из причин, почему не желательно бороться со спурами в офсетном делении.
Но эти спуры формируются, как я понял, не только из-за этого, а также внутри самих микросхем синтеза.На таком уровне уже ничего не поможет.
Амплитудные и фазовые шумы
в RF & Microwave Design
Опубликовано · Пожаловаться
С большими шумами еще юбка заворачивается, в середину Найквиста приходится целиться. А АЦП, как подметил vhk, важнее смотреть по плотности шума:
Для ADS9110, F = 2 MHz, SNR = 100 dB: 100 + 10log(1*10^6) = 160 dBFS/Hz
Для LTC2387-18, F = 15 MHz, SNR = 96 dB: 96 + 10log(7.5*10^6) = 165 dBFS/Hz (ближе к AK5394)