rloc

Какой спектр? Огибающая фильтра ПЧ анализатора?

Желательно

Попытка измерить любые параметры, когда собственные хуже, не увенчается успехом:

Хотел сказать, что из документации на микросхемы DAC/DDS параметр SFDR не полностью отражает уровень ПСС, а реальная картинка выглядит следующим образом: За вычетом гармоник, которые в силу специфики данной темы не актуальны. Уровень ПСС порядка -80дБ до середины полосы Найквиста - вполне хороший показатель, по крайней мере для меня. Есть методики, и они давно используются на практике, позволяющие дополнительно уменьшить уровень ПСС на 10-20дБ, как минимум в первой половине Найквиста, от 0 до Fclk/4, без снижения быстродействия и с сохранением всех преимуществ цифро-аналогового преобразования, без каких-либо схемотехнически сложных решений, как бесплатный бонус. Более подробно к сожалению не могу сказать.

Не спешите делать выводы. Объясню почему. Для примера, возьмем ЦАП LTC2000 16бит 2500МГц. Не столь важно какой именно. График SFDR выглядит следующим образом: На первый взгляд выглядит несколько странно. До 400МГц SFDR резко падает, а потом неожиданно подскакивает на 10дБ. Включаем дедукцию. Первая полоса Найквиста заканчивается на 1250МГц, полоса среза ФНЧ по выходу ЦАП находится где-то между 1000-1250МГц. Очевидно, до 400МГц по основной гармонике в полосу ФНЧ попадает 3-я гармоника, которая как известно больше, чем 2-я, в силу дифференциального выхода. Получается, 3-ю гармонику включили в SFDR. И как после этого учитывать -53дБн? Кроме узкополосных фильтров есть другие методики. Повторяться не буду.

Самые большие составляющие - комбинационные тактовой частоты и выходного сигнала, +-n*Fout +- m*Fclk. С некоторым приближением, уровень этих составляющих подчиняется законам, эквивалентным нелинейностям RF усилителя с наклонной OIP3. Смоделировать можно следующим образом: берем некоторый абстрактный усилитель с уменьшающейся линейностью, допустим OIP3 = +40дБм на 100МГц и OIP3=+38дБм на 500МГц, подаем на него "идеальный" ступенчатый сигнал и смотрим, какого уровня комбинационные составляющие, и в зависимости от степени приближения с реальным DAC/DDS, корректируем OIP3 и наклон. Все остальные ПСС, не комбинационные и не гармоники, как правило имеют значительно меньший уровень, смоделировать их практически невозможно, только измерение реального макета поможет.

Это про цифровую часть, в аналоге другие сегменты. Это статика, которая собственно и определяет ошибки квантования по амплитуде. Я имею ввиду динамическую неравновесность, нелинейную емкость и переходную амплитудную хар-ку.

В основном - переходные процессы во время переключения разрядов. Сами разряды неравновесные, отсюда нелинейность. Смоделировать переходные процессы сложно, с приемлемой точностью. Ошибками квантования по амплитуде как правило можно пренебречь, если ЦАП не 8 бит.

Нумерацию по году сделали. https://disk.yandex.com/d/Ct8wHcuqgOEUdA

https://www.quartz1.com/price/group.php?p1=77760&group=405 Не LVDS + балун в формате 0805 = LVDS

Посмотрел, в Orcad'е (SPB174) тулза называется Pspice Model Editor. В табличном виде вбиваете данные, на выходе - Spice-параметры.

У Keysight должен быть Pathwave, а у Cadence - Orcad. Как помню, более 25лет назад в институте была лабораторная по экстракции Spice-параметров диода, вычисляли с помощью приложения, входящего в пакет Orcad, и отдельно считали в Mathcad. Программу в Mathcad'е написал примерно за день.

У Keysight и Cadence есть программы экстракции параметров. Но только ВАХ недостаточно, еще нужна емкость и степенной параметр зависимости от приложенного напряжения. С большой долей вероятности результаты моделирования будут близки к реальности, если возьмете Spice-модель от аналогичного импортного диода по ВАХ, емкости и техпроцессу.

Годится только для измерения гармоник, а "юбка" шумов не позволяет полноценно измерять ДД. Простая замена RC на LC уже дала бы на два порядка лучшие шумы вблизи несущей.

Если не учитывать тот факт, что можно найти ЦАП с динамикой и шумами лучше, чем исследумый АЦП, то есть другой простой и доступный метод - поделить кварцевый генератор до нужной частоты и отфильтровать LC. Не ФНЧ, а узкополосным ПФ, для максимального внеполосного подавления. Впрочем, в природе еще остались кварцевые резонаторы на единицы-десятки кГц, чтобы сделать генерацию сразу на фундаментальной частоте с максимально низкими гармониками, по аналогии с мостами Вина на RC элементах.

Сколько смотрел разных звуковых карт, у всех собственный вносимый джиттер достаточно маленький, чтобы принимать во внимание. При условии замены XO на генератор с шумами лучше среднего.

Никаких подколов, дань уважения авторам, если речь о книге https://www.ozon.ru/product/prakticheskoe-postroenie-sintezatorov-chastot-svch-diapazona-gorevoy-andrey-viktorovich-chenakin-249543884/

Стоп, с этого момента подробнее. f0/2Q - полуширина нагруженной добротности перевернутой дискриминационной х-ки (f0 - центральная частота). Как на эту границу (излом) влияет фликкер-граница активного элемента? Схема стала своеобразным стандартом де факто, без привязки к конкретной реализации, как в вышеприведенной ссылке, а именно в общем виде, представленном Майклом Дрисколлом широкой общественности в 1986г https://ieeexplore.ieee.org/document/1539856 Или в патенте от 1973г: Q-multiplied crystal resonator for improved hf and vhf source stabilization https://patents.google.com/patent/US3868606A/en По крайней мере я склонен за дату отсчета брать одну из этих публикаций, потому что Майклу удалось простым и понятным языком объяснить преимущества построения и далее развить в различных комбинациях способы применения. А по схеме из приведенной ссылки генератора Racon, не совсем понятно, какой транзистор стоит в оконечном каскаде: полевой или биполярный, но не это главное. Главное, при рассмотренном способе экстракции - попытаться добиться максимальной развязки. Я бы поставил каскод из двух биполярных транзисторов для упрощения, уменьшения количества пассивных компонентов. И Александра Ченакина, прошу заметить. Авторы к сожалению не делят главы на зоны ответсвенности, поэтому приходится задавать вопросы коллективному творчеству. В книге, впрочем и у Дрисколла, не достаточно подробно рассмотрена схема экстракции на биполярном транзисторе с ОБ. Кроме развязки, также важно понимать какой режим работы предпочтителен: линейный или нелинейный, и почему. Также важно рассмотреть некоторый параметр, характеризующий шум, но скорее не коэффициент шума, а что-то более близкое к фазовой компоненте. Еще не менее важно, рассмотреть вопрос насыщения транзистора, как избежать, какие заложить расчетные данные. Частично перечисленные вопросы затронуты у Anisha Apte (ученицы Ajay Poddar и Ulrich Rohde), в приведенном Вами документе несколькими постами выше: Поэтому несколько странно звучит "не видел ранее" ) А со стороны комиссии, оценивающей квалификационную работу Anisha Apte, не совсем понятно, как можно принять за итоговый результат, так сказать стандартную схему. Опускаю моменты анализа, нелинейного поведения схемы, преобразования AM-PM, уж очень сильно коррелирующие с результатами докторской Ulrich Rohde. На мой взгляд не сильно принципиальна сама структура трехточки: Колпитц, Батлер, Пирс. Вопрос скорее был , как извлечь из кварца двойную выгоду. В любой схеме плюс минус можно одинаковую мощность в резонатор загнать. Еще раз стоп. Фликкер-шум на DC 10дБ/дек. При модуляции на несущей наклон остается 10дБ/дек, на него накладывается дискриминационная х-ра резонатора 20дБ/дек, что дает в итоге 30дБ/дек. У терморезистора на DC также 10дБ/дек, как он своей модуляцией через температурное воздействие повлияет на "бутерброд" из шумов генератора, пока сказать сложно, но по области воздействия (единицы Гц и ниже) очень даже похоже, учитывая инерционность температурных влияний.

Тогда самый реальный путь - реверс инжиниринг распиновки и переходник на серийно выпускаемый дисплей.

Попросите сделать YTS350ELAK-01-100N, но с распиновкой YTC350ELAK-06-100N c FPC 50pin. По фотографиям у них полностью автоматизированное производство, как у JLPCB.

А если LCD Mikroelektronik и есть Yes на территории Германии? Как питерский Morion USA или до недавнего времени челябинский Copper Mountain (Планар)? По требованию законодательства, обязательному наличию "собственного" производства.

Не стал говорить, что на немецком сайте лежат в открытом доступе. Искать бесполезно, видно заказной. Просто напишите, можете фотографию приложить. С большой вероятностью и даташитом поделятся и сам дисплей продадут. В принадлежности к указанной фирме можете не сомневаться, ни у кого нет подобной маркировки, скажем проверкой через panelook.com

Согласен, возможно разница в последних контактах, питании диодов подсветки. Я бы непосредственно китайцам написал, с полной маркировкой.

Максимально близко к модулю YTS350ELAV-01-100N китайской фирмы Yes Optoelectronics

На 100Гц принцип тот же - чем больше мощность, тем меньше шумы (Лиисон). Поэтому, если NDK при меньшей мощности получили на 100Гц меньше ФШ, то это говорит как минимум о существенно меньшем фликкер-шуме активного элемента. Что касается дальних отстроек - это скорее задача экстракции сигнала с резонатора. Можно и подтвердить: Там схема Racon ULN B BA2 (-180дБн). Понятно, SC-срез, но вопрос экстракции - немного о другом (Дрисколл). Согласен, при сравнимых допустимых мощностях, когда нелинейности резонатора вносят не столь значительный вклад в преобразование шума. Скорее вопрос в качестве изготовления, по личному наблюдению техпроцесса в Морионе. SC-срез еще делают плоско-выпуклым, что несколько добавляет к добротности. Долговременная стабильность - это больше к качеству электродов, креплению, вакууму, наличию этапа искусственного старения. 100МГц конечно можно привязать к 10МГц, но сколько будет стоить этот 10МГц с хорошей долговременной стабильностью? А по части шумов полностью согласен, можно и AT-срез привязать. У меня еще такая гипотеза по наклону появилась, который больше 30дБ/дек. Есть некоторая корреляция с использованием термостатирования на базе моста с терморезистором. А терморезисторы, как известно, обладают своим собственным фликкер-шумом, на несколько порядков превышающем шумы обычных металло-пленочных резисторов.