rloc

Со времен QuickSyn много воды утекло. Узнайте, сколько изменений претерпел современный вариант синтезатора. Обратите внимание на синтезатор Андрея (Dr.Drew), цитирую сообщение почти 2-х годовой давности: Речь в этом сообщении шла об офсетном синтезаторе с применением LMX2594. Что останется от 60x40 мм, если убрать всю обвязку: питание, опорник, микроконтроллер ... ? Vitaly_K, уверены что PDS может составить конкуренцию по размерам, цене, потреблению, шумам, уровню ПСС ... ? Для нормы 250нм 300 МГц - близко к граничной частоте отдельного транзистора, простая схема суммирования - около 50 МГц, что подтверждается ограничением на частоту ФД тех времен. По современным меркам, например LMX2594 - это тех. нормы 28-45нм и граничные частоты работы ФД около 400 МГц:

Больше похоже на защиту прописных истин, причем тау старается размышлять с разных точек зрения, а Вы закоренело держитесь за "Надо рассматривать PDS в целом", а все что порочит PDS, во внимание не принимается. Печально, что споры не приводят ни к чему новому, больше похоже на топтание на месте, циклически, кругами. Мне кажется не для кого не секрет, что шумы выходной синтезируемой частоты не могут быть меньше 20*log(Fsynt/Fref), вопрос с каким коэффициентом добавятся шумы ФД (как впрочем и других элементов) к этому значению, вне зависимости от схемы синтеза. Где Fref - опорная частота, например 100МГц, а сами шумы рассматриваются внутри петли. Ранее говорил, что скорее всего структура PDS может быть реализована только по технологии CMOS, что сильно ограничивает частотный потенциал PDS на уровне 400-500 МГц по тактовым частотам на сегодняшний день. Сравнивать с интегральными DDS, работающими на единицах ГГц, смысла нет, потому что на высоких частотах работает только аналоговая часть, а цифровая при этом - на многократно более низких частотах - /8, /16 ... , за счет принципа распараллеливания операций, что в PDS, как Вы говорили, невозможно. Также неоднократно здесь обсуждали применение офсетных схем переноса, без деления, но почему Вы, Vitaly_K, никогда не сравниваете с ними, для меня остается загадкой. Кроме фраз вроде: сложные, дорогие и т.д., ничего другого не встречал. На мой взгляд, если взять ядро офсетной схемы, без узлов привязки к 10 МГц, умножения частоты 100МГц, выходных делителей (для расширения частотного диапазона вниз) и аттенюаторов, то схема получается компактнее и дешевле PDS. Фактически, ядро офсетной схемы можно собрать на одной микросхеме, причем готовой, серийно выпускаемой.

Мне тоже показалась странной эта формула. Перепишу в оригинале: Из этой формулы следует, что если усилитель не добавляет шумов, то итоговый ФШ просядет на 3дБ.

На первой картинке - с большой вероятностью усилитель на биполярных транзисторах, причем при полном отсутствии ООС, что бывает крайне редко. h21 - коэффициент передачи тока на рассматриваемой частоте, грубо можно вычислить из S21 в схеме с ОЭ. По второй картинке однозначного ответа дать сложно, при глубокой ООС биполярный усилитель сложно насытить. Глубину ООС для RF-усилителей косвенным образом можно определить по широкому горизонтальному участку S21 и как правило более низкому КУ, меньше 15дБ. Только при наличии источников шума, которые могут перенестись на несущую. Широко известны схемы на SRD диодах, где принцип рассасывания положен в основу умножения частоты и при этом кроме тепловых шумов на несущую и гармоники ничего не переносится.

Попробую ответить на этот вопрос. Для начала хорошо выяснить механизм образования ФШ на несущей. Более 50 лет назад Лиисоном, а может быть и кем-то раньше, была выдвинута теория, что ФШ на несущей - есть преобразование шума из различных источников (DC, гармоники, питание, тепловые шумы ...) на частоту этой несущей. Ключевое слово выделил. Чаще всего встречаются 2 типа нелинейностей, на которых шумы преобразуются в ФШ на несущей: 1. Нелинейная емкость (например - обратносмещенный pn-переход). С этим пунктом более-менее понятно. 2. Механизм рассасывания неосновных носителей. Этот пункт присущ только биполярным структурам, для npn/pnp транзисторов - при выполнении условия Ib*h21>Ic (насыщение) с учетом частоты преобразования, т.е. при превышении током базы некоторого значения, при этом транзистор остается в открытом состоянии на время пропорциональное превышению Ib*h21 над Ic, даже когда ток Ib*h21 становится меньше Ic. Иногда этот случай называют "эффектом памяти". Процесс рассасывания заканчивается мгновенно, это свойство используется в умножителях частоты. APEHDATOP, возвращаясь к вашим вопросам, если в усилителе нет рассасывания, только ограничение (Ib*h21=Ic), то фазовый шум будет уменьшаться, за счет отсутствия преобразования шумов в момент ограничения, фиксации потенциалов. Если транзистор входит в насыщение, то рассасывание неосновных носителей приводит к огромной трансформации AM-PM, допустим собственных шумов с DC на несущую, или шумов питания и т.д.

Было время проводил эксперименты с параллельным соединением аудиоусилителей, на частотах ниже 1Гц помогала более тщательная термоизоляция. Для макета делал специальный герметичный ящик с двойными стенками из стеклотекстолита и заполнением из ваты ~2см толщиной (дополнительно и шумоизоляция). Согласен, тонкопленочные значительно меньше шумят. Токовый шум резисторов - это и есть фликкер-шум с наклоном 10дБ/дек, после пересечения с тепловым уходит ниже. Обычные резисторы, которые с ТКС 50-200ppm/C - это толстопленочные, фликкер-шум достаточно большой. Есть зависимость, чем лучше ТКС, тем меньше токовый шум резистора, константановые и манганиновые резисторы шумят меньше всех. В Электронике НТБ 9/2018 приводили измерение: П. Мерки, Исследование фликкер-шума толстопленочных резисторов По моим измерениям, толстопленочные резисторы (Yageo, Vishay) шумят меньше, чем на картинке, скорее ближе к тонкопленочным, чем к подстроечным.

Таблица не много потребляет, в этом согласен с тау. Приблизительный расчет динамического потребления чаще основывается на количестве ячеек, одновременно переключающихся их "0" в "1" и обратно на основной частоте, а таких для памяти, тем более в режиме чтения, крайне мало, вне зависимости от размера. Потребление цифровых генераторов sin/cos, иначе NCO (Numerical Control Oscillator), больше связано с алгоритмами аппроксимации, например по Тейлору, чтобы не хранить огромные таблицы. Так, чтобы получить динамику в цифре около 120дБ по ПСС, достаточно грубо таблицы 512x36 слов и два умножителя 25x18 (суммирование опускаю). Получить что-либо проще со сравнимой динамикой и потреблением крайне сложно, о чем свидетельствует отсутствие заинтересованности в научных статьях последнего времени. На практике потребление приблизительно можно оценить на примере AD9142: NCO = аккумулятор фазы + таблица sin/cos + аппроксимация по Тейлору. Последнее слагаемое, полагаю, вносит наибольший вклад. Много? Если бы не было ничего другого: интерполирующих фильтров, Inverse Sinc, интерфейса передачи данных (сейчас - JESD204b), PLL, тогда можно было бы задуматься. Но, современные тенденции таковы, к цифровой обработке постепенно добавляется много новых "плюшек", потребление NCO теряется на их фоне. Не понятно к чему вопрос, допустим у MV336 ULN -157dBc/Hz@100Гц, умножим до 100МГц, получим в лучшем случае -137dBc/Hz. Не вижу существенного выигрыша. Вместо MV317, как правильно заметили, подойдет ГК317, даже если в таблице нет нужной группы по шумам. Лучше задать вопросы производителю.

Еще раз призываю задавать вопросы не по теме в личном сообщении, у автора немного другие задачи и требования. Ссылку на измеренный шум приводил, хотите верьте, хотите - нет.

Схема. Экспериментальный вариант, требует подстройки рабочих токов под конкретный тип транзисторов и выходное напряжение. Юстировка - сначала в Spice-симуляторе, потом - в печатной плате, проверка с помощью термостола. Добавлял для фильтрации конденсатор параллельно R2 от 10мкФ до 100мкФ и стабилитрон между входом и выходом для начального запуска. Схемы в литературе нет, по работе пишите в личку. Upd: поправил ссылку на схему, но в некоторых браузерах может некорректно переходить (в Chrome - корректно, в Mozilla - перелистнуть на страницу вперед).

Stanislav, наверное корректно сравнивать в одинаковых границах интегрирования, посмотрите на плотность мощности шума ADR445 (90нВ/sqrt(Гц)@1кГц) и LT3042 (2.5нВ/sqrt(Гц)@1кГц) и все станет ясно. LT имеет далеко не рекордные показатели, на дискретных элементах получается 0.7нВ/sqrt(Гц) начиная со 100Гц. Сравнение имеет смысл при разумных габаритах фильтрующих конденсаторов (допустим до 100мкФ). Спорное утверждение, с учетом использования автором сигма-дельта АЦП и заведомо низкой входной частотой по сравнению с частотой дискретизации (не децимированной). Простой пример: в профессиональных звуковых картах используются кварцы типа XO, на SNR это не сказывается.

Принимается. В дальней зоне, выше 1кГц, СПМШ у меня получилась на уровне 7/10 нВ/sqrt(Гц). Я бы не стал рисковать с REG101 с шумом 300нВ/sqrt(Гц), как и подключать напрямую чувствительные микросхемы к USB, мое личное мнение.

Как получена эта цифра? Предположим есть пролаз частоты преобразования DC-DC больше 70дБ над уровнем шума.

Приведите конкретные цифры, разберем на примере.

Речь про низкие частоты была. Любой поставить можно, найти источник шума потом сложно. Краем глаза посмотрел на REG101, шум на два порядка выше LT3042, смотрю по плотности, никакая фильтрация не поможет.

Своих не хватит, внутренний опорник (стабилизация bias current), как и 99% остальных, имеет большой фликкер-шум. Но согласен, 100дБ избыточно. Для справки: LT3042 имеет собственный фликкер-шум ниже любого REF, Linear рекомендует его использовать в качестве опорного источника.

Однозначно этот LDO лучше по шумам, но без падения больше 1В не получить хорошего PSRR, это также касается и ADP3303 (предполагаю там об этом не сказано). Для избежания возможных "неприятностей", с любыми изолированными DC-DC, хорошо по входу и выходу преобразователя поставить CM (Common-Mode) трансформаторы на частоту преобразования.

SNR из даташита для входной частоты 500кГц и Vref=2.5В Из другого графика видно, что он постоянен при любой входной частоте. SNR приводится для полосы Найквиста. 1/f = 10дБ/дек, 1/f^2 = 20дБ/дек и т.д. По фликкер-шумам АЦП есть хорошая статья Энрико Рубиолы: Noise Characterization of Analog to Digital Converters for Amplitude and Phase Noise Measurements В статье рассматриваются механизмы образования собственного шума на произвольной входной частоте (включая DC) на примере каскадного АЦП, но по теории и на практике аналогичные результаты получаются для SAR АЦП. Для простоты можно считать, что для любого полупроводникового элемента собственный шум близок к 1/f в ближней зоне.

Думаю, как джиттер приборы не покажут низкочастотный шум.

DSP не шумит в низкочастотной области при формировании клока?

По лог-масштабу кажется наклон немного больше 10дБ/дек (1/f), для более точной оценки не хватает времени накопления. Отличия от 10дБ/дек могут быть связаны с влиянием шумов ИОН, питания (LDO, DC-DC) и температурными флуктуациями. Последние можно исключить, если термоизолировать плату АЦП (завернуть в одеяло или положить в сосуд Дьюара).

1. От усилителя по входу и его согласования. Пока можно исключить, если вход закорочен; 2. От собственных шумов входного тракта УВХ + нелинейности АЦП, на которой модулируются эти шумы; 3. От шума источника опорного напряжения, в данном случае - 2.5 В; 4. От шумов питания и способности АЦП противостоять им (PSRR). АЦП с архитектурой SAR имеют достаточно низкие собственные шумы, по сравнению с каскадными. Но, что касается LTС2321-16, нельзя назвать его малошумящим. Шумы в дальней зоне, за фликкерной, в лучшем случае можно получить 80дБ + 10*log(1e6) = -140дБ/Гц (уровень шума от полной шкалы, приведенный к полосе 1Гц). Возьмем для сравнения LTC2387-18, у него шумы в дальней зоне можно получить 95.6дБ + 10*log(7.5*10e6) = -164дБ/Гц. Судя по всему, в LTC2321 не ставили задач получения низких шумов, ни в дальней, ни в ближней (фликкер) зоне. Можете нарисовать в лог-масштабе по Y (20*logU)?

Еще раз приведу рисунки из статьи. Первые два варианта плат 1. и 2., когда сначала пакет прессуется, потом лазером сверлятся микроотверстия. 3. и 4. - когда сначала лазером сверлятся микроотверстия, потом прессуется пакет. Опасения состоят в том, что в 1. и 2. нужна строго нормированная мощность лазера, зависящая от материала диэлектрика, чтобы не повредить 2-ой слой меди. У меня был опыт лазерной гравировки на ИК лазере ПП из FR4 и знаю, насколько неравномерно лазер прожигает волокнистый материал. Лазер был типа MOPA, который имеет стабильную энергию в импульсе, в отличие от Q-switched. С учетом того, что сам материал диэлектрика может меняться от партии к партии (разное соотношение волокна и смолы) и тип диэлектрика может быть разный, не представляю как должен настраиваться лазер? По конусному виду отверстия предполагаю, что используется короткофокусная линза для контроля глубины прожигания, что уже говорит о сложности этого типа сверления. Какая разница в стоимости между 1. (Stack up +HDI) и 3. (Drill + Resin flow)? Уточню, микроотверстия предполагаются в жесткой части, крайние слои, в гибкой микроотверстий не нужно.

У меня большие сомнения в работоспособности PDS в вышеприведенной схеме. У DSM однозначная статическая хар-ка, у PDS - неоднозначная. Почему они должны иметь одинаковое поведение в момент синхронизации? Где в статье об этом написано? Скажу более, в схемах синтеза, где используется предварительная настройка, бОльшая часть описания может быть посвящена вопросам синхронизации и начальной установки, а также вопросам контроля в процессе работы - это для меня важно и необходимо. К сожалению в масштабе не могу нарисовать. Одной некогерентности не достаточно. И сам по себе факт сложения нескольких функциональных узлов ничего не дает. Попробую объяснить на примере. Рассмотрим 2 случая: 1) 10 парциальных детекторов с током 1мА или 2) 1 парциальный детектор с током 10мА. Скорее всего шумы в обоих случаях будут одинаковые, а эффект от сложения получим с ростом максимально тока. Но, в рамках одной микросхемы ток ограничен технологическими или конструктивными особенностями. Это что касается сравнения по шумам. Поэтому вопрос о некогерентном сложении предлагаю отложить, он требует отдельного изучения и подтверждения на практике.

Речь немного о другом, о предсказуемости разности фаз между Fc и Fr в момент включения. Например, возьмем сложение нескольких DSM из статьи ADI (приводил несколькими постами ранее): Понятно, для сложения мощностей необходима синфазность сигналов. ADI предлагает сбрасывать внутренние делители DSM сигналом CE (Chip Enable) в момент включения питания, и этого достаточно, чтобы синхронизировать DSM на любой частоте. Не будем пока брать в расчет дополнительную тонкую юстировку фаз из-за разных чипов, длин путей сложения и т.д. Vitaly_K, подумайте, как можно в приведенной схеме использовать PDS, если при включении питания возможны условно 3 фазовых состояния между Fr и Fc, вне зависимости от синхронизации внутренней логики? 3 фазовых состояния беру по картинке выше, по широким участкам, на периоде 2*Pi (интервал времени - 1.6мс). Выделил:

Предположу, вероятность захвата пропорциональна ширине участка по фазе. Но, опасны не сами короткие участки, а возможность захвата петли около изломов. Другими словами, есть несколько "пораженных" частот, где могут быть шумы и помехи дробности с более высоким уровнем. Допустим нет "коротких" участков на фазовой хар-ке, петля захватываться на одном из N "широких" линейных участков, но от включения они всегда разные. Это другая "особенность" работы схемы PDS о которой должен знать потенциальный заказчик, если планирует применять ФАПЧ в системах синхронизации.