rloc

Прошедший год закончился прекращением дистрибьюторского соглашения компании Analog Devices с компанией Аргуссофт. https://www.analog.com/ru/about-adi/news-room/press-releases/2019/15-02-2019-argussoft-ru.html На протяжении 20 лет сотрудничали с Аргуссофт по AD, легко было в розницу покупать.

Под словом гармонический я подразумеваю Harmonic Balance Analysis - многомерный FFT - сигнал и шум разбиваются на спектральные компоненты, считается преобразование их гармоник и гармоник от гармоник, потом всё складывается в один спектр. Чтобы понять разницу, достаточно рассмотреть задачу преобразования шумов на цифровом делителе частоты и получить закон 20logN. Наверное, правильнее этот метод было назвать расчетом в частотной области, в противовес расчету во временной области, единственному в LTspice.

LTspice не имеет ядра гармонического анализа, плюс к этому нет моделей транзисторов с достоверным фликкер-шумом, поэтому результаты далеки от истины.

Немного меньше 100мкВт, примерно столько же, сколько будет в Пирсе на инверторе.

Вы правы, поспешил, полосовой фильтр действительно в данном случае будет более уместен. Можно. Попробовал совместить резисторы в обратной связи ОУ с мостовой схемой фильтрации, чтобы сократить кол-во элементов, надеюсь не превратится в генератор. При внимательном рассмотрении, схема повторяет предложенную в журнале Радио, за исключением того, что контур с трансформатором заменен на ОУ. Конкретно в данном случае, для частоты ~150кГц, емкости электродов резонатора ~1pF и эквивалентном последовательном сопротивлении резонатора ~35кОм, трансформатор скорее не получится использовать. Его необходимо брать с большой индуктивностью обмоток - порядка десятков мГн, что приведет к большой паразитной емкости обмоток и перекосу симметрии. C ОУ - более работоспособное решение - его необходимо выбирать с минимально возможной емкостью входов, сравнимой или незначительно превосходящей емкость электродов резонатора (~1пФ). Дополнительно к ОУ предъявляются требования устойчивой работы с КУ=1. Краткие пояснения к схеме. R1 = R2 - резисторы с точностью не хуже 1% и по порядку величины близкие к последовательному сопротивлению резонатора - ~35кОм. С1 ~ 1пФ - емкость компенсации электродов резонатора, желательна подстройка, далее покажу зачем. R3 = R4 = 1МОм - нужны для того, чтобы на резонаторе не было постоянного потенциала. Источник V1 - смещение, необходимое для работы усилителя при однополярном питании - это может быть резистивный делитель VCC/2 с большой фильтрующей емкостью. При условии равенства С1 емкости электродов резонатора, АЧХ будет такой (назовем это идеальным случаем): Если емкость C1 увеличить в два раза относительно идеального значения (0.75пФ -> 1.5пФ), то АЧФ станет такой: Или такой, если перекос баланса емкостей будет в другую сторону:

Взял данные из китайского даташита на похожий резонатор на 150кГц, добротность 60К. http://www.quartz1.com/price/model.php?akt=449.15 Если ничего на напутал с преобразованием параметров, то картинки получаются такие (тр-р для простоты измерения): При такой добротности очень узкополосный фильтр получается, при отстройке на 5Гц уже -40дБ, даже без компенсирующей емкости. Боюсь температурный уход сильно влиять будет.

Разрушится )) Шучу конечно, разрушение наступит при единицах мВт, до 100мкВт потянет с запасом. Drive Level пишут для генераторов, на том уровне, на котором тестируют резонатор, когда гарантированно нет нелинейных искажений. Для фильтра допускаются более высокие мощности.

Мне кажется Xenia не составит труда съездить на Буженинова или шоссе Энтузиастов. http://www.quartz1.com/price/price.php?group=430&freq1=100&freq2=200&p=2 Там еще можно откопать кварцы советских времен, на приличные мощности ))

Если брать для сравнения полосовой и режекторный на одном резонаторе, то режекторный будет более узким и с бОльшим подавлением. Мне не составит труда посчитать АЧХ, при наличии эквивалентных параметров, приблизительных. К сожалению слабо знаком с кварцами кГц диапазона, которые работают на изгиб.

Добавил пояснения в исходное сообщение. Это ключевой момент, без компенсации этой емкости не получить хорошую режекцию. Компенсировать индуктивностью сложнее, из-за большого номинала и необходимости подстройки. Для полосового фильтра компенсация тоже нужна, если конечно не делать фильтр N-го порядка. Он как раз предложен в качестве альтернативы, если трансформатор пугает, есть готовые между прочим (трансформаторы). Включение усилителя может быть таким (забыл дорисовать R1=R3, R2=R4): Или просто на вход АЦП, если он истинно дифференциальный (вход не из двух отдельных буферов состоит). Итого: 3 резистора + 1 конденсатор (переменный) - это много?

Думаю многие мысленно подумают, почему фильтрацию не сделать в самом контроллере. Пока нарисую вариант режекторного фильтра, так на мой взгляд проще подавить одну частоту (40-50дБ). Краткие пояснения. Rq, Cq, Lq - эквивалентные параметры резонатора, CXq - емкость электродов резонатора, С3 компенсирует эту емкость. Принцип работы - на режектируемой частоте эквивалентное сопротивление резонатора станет чисто активным и равным Rq (исключая CXq), и при балансе моста, R1/R3 = R2/Rq, синфазная составляющая = 0. Выходом схемы может быть или симметрирующий балун или дифференциальный вход АЦП/усилителя. В познавательных целях мост позволит оценить эквивалентные параметры резонатора.

Слабо представляю цели и задачи топикстартера, в свое время обсуждали с коллегами схемотехнику геофонов, с упором на чувствительность в диапазоне (0.001-1)Гц. В итоге пришли к выводу - лучше собирать свой чоппер на дискретах. Как ни крути, хоть пучок BF862, хоть IF3602 ставь, фликкер не убрать. drung2011.pdf Или в двух словах о принципах: https://youtu.be/J19rRjKV7kk На ПЧ уже немного проще бороться с шумами, можно побаловать себя Noiseless обратной связью: В тему попробовать ключевые свойства BF862, раз уж знаем о симметричности его затвора, для снижения инжектируемого заряда.

У такого трансформатора нет индуктивности рассеяния, почти.

Все они нелинейные, полупроводниковые емкости, тем более при прямом смещении. Мне ближе APD, забыл что такое фотовольтаический режим.

Сложно предположить, зачем нужно нулевое. Емкость больше и нелинейность ее выше. Интересно, не знал.

Распространенное решение (отсутствие компенсирующей емкости за отличие считать не будем): Зачем емкость параллельно фотодиоду? Вроде затвор ближе к истоку. В обратном включении крутизна х-ки немного другая, как для BJT. С симметричным расположением затвора используют для ключей.

Либо без феррита обойтись: 11457.pdf Fair-Rite для источников питания (Power Materials): Core 80, mu = 550, f < 4MHz Core 61, mu = 125, f < 5MHz Core 67, mu = 40, f < 25MHz https://www.fair-rite.com/wpapers_anotes/high-frequency-power-materials/

Для наглядности вставлю картинку из известного всем источника: Хорошая схема, но есть одна причина, по которой сложно этот генератор использовать в качестве образцового - работа на параллельном резонансе. Сам кварц в данном случае выступает в роли эквивалента индуктивности, а большая емкость параллельно кварцу (C1+C2) приближает параллельный резонанс к последовательному, и к бОльшей асимметрии АЧХ. Простота в данном случае может усложнить понимание причины ухода частоты. Приходили кварцы на SC-срезе от Connor-Wilfield с измеренными эквивалентными параметрами, из партии в 20шт. около 4-5 можно было считать близкими по параметрам, а частота заводской юстировки (последовательный резонанс) для всех - не более 1ppm при заданной температуре.

Плата не Trenz случаем? Много тепла источники выделяют, если они импульсные, напишите как считали.

Ха, вдогонку осмелюсь предположить, что -1.7В нужно подавать в первую очередь, а лучше -2.0В, по опыту работы с FET усилителями мощности, иначе сгорит (ток превысит 100мА). На этот случай есть специальные микросхемы, с поочередной подачей питания затвор->сток. Лучше FETов найти сложно, Marki в качестве альтернативы.

Одобрям, Stanislav воду мутит, вот и приходится в дебри залезать. В любом случае информация полезная для разработчиков малошумящих схем, тем более сам неоднократно "наступал на грабли". Тонкопленочные резисторы не обязательно дорогие, и всегда хорошо иметь в запасе, потому что при необходимости в местном магазине (например Чип-и-Дип) цены на них будут высокие и выбор номиналов небольшой.

Тогда просто предположим, тема к этому располагает. Было разработано много схем "dead-less" ФД, не без своих нюансов работы.

Подразумевал, что для ДПКД минимальный коэфф. деления может быть ограничен порядком или иными причинами. А Vitaly_K настаивает, что частОты переключения фазорасщепителей выше частотЫ ФД в ДПКД.

С оговоргой, в схемах, где нужен низкий уровень шума.

Если собственные шумы некогерентны между собой (независимы), то выигрыш составит 10*logN. Но только по шумам ФД, вклад делителей останется неизменным, как и для PDS. В этом случае разницы между приведенной схемой и PDS нет. Причем, при малых R/С в PDS, меньше фазорасщепителей, неизбежно одномоментное переключение некоторого их количества. В том виде, в котором Вы нарисовали, ФД не применяют лет так 20, из-за большой мертвой зоны. Есть данные по шумам? Иначе теряется смысл сравнения. На каком принципе умножение? Если ли на Ваш взгляд ограничения на минимальные коэфф. R/C? Порядок ДПКД предполагает некоторое количество +-1, +-2 ... дополнительных коэфф. деления относительно основного.