rloc

Фликкер 10 дБ/дек не характерен для биполярных транзисторов на этих частотах

Первые два на логике?

Очевидно, на RC проще получить заданный закон установления частоты, огибающую ФШ, устойчивость (запас по фазе). LC-фильтр ставят дополнительно, без влияния на фазовые характеристики RC-звена. ГВЗ - это мера влияния. Не встречал.

1. Заменить NC7WZ86 на NC7SV86, 2. Для простоты желательно полосу захвата сделать больше диапазона перестройки CRO, или переключаемой, 3. После ФД - хороший фильтр ФНЧ, который бы не добавлял ГВЗ в рабочей полосе и давил до 100 дБ все гармоники детектора (возможно: ФНЧ + режекторный фильтр на 100 МГц и 200 МГц), 4. Внутриполосные шумы скорее будут определяться прескалером.

Не хуже остальных. Для 15 МГц быстродействия достаточно, чтобы не было лишнего набега фазы. Да, делают на БМК.

Use of the CMOS Unbuffered Inverter in Oscillator Circuits Логику можно взять из серии 5524БЦ2У1 (аналог LVC)

Истинная правда, принято.

У полевых транзисторов КШ не падает при компрессии, не беру в расчет рассогласование входа/выхода. Пример приводил выше - CMOS микросхемы логики - это не исключение из правил, можно взять смесители на полевых транзисторах в ключевом режиме, GaN транзисторы. С HBT немного другая история, там чаще вводят резистивную ООС для стабилизации амплитуды (Дарлингтон) и при уменьшении усиления с повышением рабочего тока возрастает роль тепловых шумов ООС, плюс добавляется конверсия AM-PM за счет рассасывания. Если взять трансформаторную ООС (Нортон) в схеме с биполярным транзистором, эффекта повышения коэффициента шума с ограничением наблюдаться не будет. С обратной связью без потерь наблюдается обратный эффект - КШ схемы меньше, относительно отдельного транзистора или усилителя. Подавление измерено прибором, отдельного резонатора, а не полного дискриминатора (вентиль-циркулятор-резонатор, причем вентиль не показан на схеме, а он является неотъемлемой частью) и нелинейность активного элемента определит насколько давить несущую. Здесь я говорю о другой линейности - амплитудной (не амплитудные шумы), не фазовой, которая стабилизируется обратной связью. Уточню, обязательно два параметра нелинейности: амплитудный и фазовый. Пусть IP3 характеризует амплитудную нелинейность, но FC откровенно малоинформативно отражает фазовый набег. Забыл сказать, что помимо приближения к точке компрессии у активных элементов еще есть отсечка, и если выше компрессии "прыгнуть" нельзя, то относительно отсечки рабочая точка активного элемента может располагаться как угодно. Да, конечно с инвертором проще, пример дает представление о согласовании входа (подъем среднего уровня до половины питания) и выхода.

Когда вижу такие пульсации после короткого импульса, при работе на нагрузку, близкую к идеальной активной 50 Ом - это говорит о сильной изрезанности огибающей спектра. При работе на эффекте рассасывания, импульс получается гладкий, пульсаций практически нет, огибающая спектра ровная, но достаточно сложно получить импульс короче 70 пс. Кратность сжатия импульса на рассасывании достигает около 100-150 раз в расчете на один элемент, чтобы достичь такой степени на NLTL потребуется ни один десяток варикапов, емкость которых уменьшается по определенному закону. Собрать NLTL на дискретных элементах - наверное можно, но кратность небольшая и есть вероятность "словить" параметрическое деление (субгармоники). К интегральным, с большой кратностью, отношусь с опаской, по документации видна сильная зависимость от уровня входного сигнала, добиться повторяемости сложно. С учетом наработок, от 100 МГц до 10 ГГц мне видится проще и дешевле делать на рассасывании, до 20-80 ГГц - с пост-умножением на NLTL с кратностью сжатия 5-10.

Умножительные свойства логики не проверял, но фронты хорошие получаются. Если внутри RMK-5-751+ стоят два встречных Шоттки, то на логике шумы не хуже получатся. Использовал ULP-A для формирования прямоугольника для схемы умножения на строб-смесителе Aeroflex (всеми нелюбимый SRD), шумы на 10 ГГц получались стабильно 130 дБн/Гц на 10 кГц со 100 МГц 175 дБн/Гц (Magic Xtal), до этого использовал в качестве буфера SBA4089 и шумы с "танцами" были 125 дБн/Гц. Дальше было бы неплохо заменить строб-смеситель на свой, с более высокой динамикой, для этого все наработки есть, и получить умножение без потерь с любым множителем xN. С удовольствием занялся бы такой задачкой, если мои возможности совпадут с желаниями работодателя, иначе это все в фоновом режиме, за свой счет и долго. Ульрих в диссертации об этом и пишет, для простых схем есть примеры расчета. Лиисон пишет, источников шумов много - DC, f0, 2*f0, 3*f0 ... и все они на нелинейностях трансформируются в одну - на f0. Ульрих предлагает описывает нелинейности точными Spice-моделями (до определенных частот), или измеренными X-параметрами во всем диапазоне токов и напряжений активного элемента. А оптимизация по шуму заключается в подборе формы тока через активный элемент за счет изменения обратных связей, чтобы уровень гармоник был минимальным (меньше нелинейность). И получается, за счет обратных связей уровень шума можно изменять на 5-20 дБ, при неизменных максимальном токе (степени приближения к P1db) и отдельно измеренной QL. Форма тока через активный элемент определяется обратными связями и резонатором, как ее воспроизвести отдельно от замкнутой системы?

А если взять коаксиальную/оптическую линию, какую ширину deltaF брать? Привязка к аргументу была из равенства QL = GD*w0/2, эту формулу пишет и сам Лиисон в пояснениях (надо поискать в какой статье). Причем, если отдельно измерить ГВЗ длинной линии и подставить в формулу QL - это тоже не правильно. У Лиисона FC и QL, как мне кажется, - это некоторые эквивалентные параметры, зависимые от всех элементов в замкнутой цепи. Заново перечитывая статьи Лиисона и Ульриха Роде понимаю, что перейти от измеренных параметров к эквивалентным внутри петли можно: 1. Для простых систем - аналитическим расчетом, опираясь на теорию нелинейных цепей; 2. Для сложных систем - моделированием, с использованием современных методов Harmonic Balance Analysis. Причем, сначала скорее будет рассчитана огибающая ФШ, а по огибающей - некоторые эквивалентные QL и FC, если в них останется надобность. Собираю ссылки на статьи, где измеренная нагруженная добротность и фликкерная граница подставляются напрямую в формулу Лиисона.

Серия ULP-A Fairchild Semiconductor, сейчас OnSemi, при питании 3.3-3.6 В, 2-3 элемента в параллель (лучше) или с резистором 20-30 Ом по выходу (хуже), например - буферизованный инвертор NC7WV04. Говорят, серия AUC у TI работает до 3.3 В (по спецификации до 2.7 В) и также дает большой ток по выходу. Думаю ULP-A сохранит до 180 дБн/Гц, но в генераторах - не более 175 дБн/Гц. Логика повторяет 1:1 шумы питания, ультра малошумящий LDO обязателен. Кстати, неплохой умножитель по нечетным гармоникам получается, до 500-600 МГц точно. Пример включения - в прикрепленном файле. Clock Divider/Sine Wave 50 Ohm to CMOS Level Converter dc1075A.pdf

Вопросы, связанные с работой автогенератора, пусть даже без КСС, всегда непростые, но тем и интересные. Для начала, хорошо разобраться с терминами. 1. Интересуют два параметра, FC и HBW, они берутся вне или внутри петли (в общем случае не одинаковые)? Вместо параметра HBW, который ближе к АЧХ (модулю), чаще встречается выражение f0/(2*QL), которое ближе к ФЧХ (аргументу). В различных работах (можно привести ссылки) показано, что нагруженная добротность в замкнутой петле автогенератора QL = GD*w0/2 , где GD - это ГВЗ в точке w = w0 (резонансной частоте). 2. Не очевидный вывод. В [8] речь идет о ГВЗ внутри замкнутой петли, она не равна ГВЗ по S21 отдельного резонатора. 3. Как получена фликкерная граница и можно ли поставить знак равенства FC = 20 кГц ? Если взять другой резонатор, с другой добротностью Q0, FC измениться внутри петли или останется такой же? 4. Опять же, в автогенераторах с резонатором на проход, крутизна фазовой характеристики зависит не от arg(21), а от разности активного входного/выходного сопротивления усилителя и активного входного/выходного сопротивления резонатора. 5. Можно немного подробнее о схеме измерения коэффициента отражения резонатора? Какой коэфф. брать для расчета: 40 дБ, 60 дБ ... ? Ведь в конечном счете, в замкнутой петле, нелинейное сопротивление усилителя стремится к сопротивлению потерь в резонаторе и определяет подавление несущей. 6. Усиление взято из формулы (3) ФШ генератора с КСС. Но в этой формуле не вижу коэфф. усиления УПТ, для AD797 он меняется от 120 дБ до 40-60 дБ внутри петли, и совместно с коэфф. усиления МШУ определяет общее усиление. 7. На основании каких данных фликкерная граница получилась 190 Гц? По рис. 7 огибающая шума имеет наклон 20 дБ/дек (10 - 100 Гц), 30 дБ/дек (100 - 3000 Гц), что не позволяет по формуле Лиисона вычислить FC, если вообще можно эту формулу применить для КСС, где обратная связь замыкается только по ФШ, а у Лиисона - по общему шуму.

Есть калькулятор спур для DDS, возьмите например AD9914 (3.5 ГГЦ) и в качестве тактовой 2.5 ГГц, как для AD9739. https://www.analog.com/designtools/en/simdds/?part=AD9914&fin=2.5G&mult=1&ftw=147AE148&rso=111111&harmonicDB=-50&useFilters=0 В mix-mode все тоже самое, но амплитуда во 2-ой и 3-ей зоне больше, в 1-ой - соответственно меньше.

mix-mode - это перемножение выходного сигнала с тактовой частотой ЦАП. Если сформировать постоянный уровень A, в mix-mode он будет выглядеть +A, -A, +A, -A ... Но толку от этого режима мало, уровень сигнала уменьшается, спуры и их количество растет, относительно по частоте спуры становятся ближе к сигналу, сложнее фильтровать. Проще сформировать в 1-ой зоне и потом перемножить на смесителе с той же тактовой частотой.

Если амплитуда Common напряжения по входу близка к 0 (постоянному уровню), нелинейность будет низкая, иначе - хуже генератора на 2-х ОУ в инвертирующем включении. Самым простым мне кажется: ЦАП - режекторный фильтр на 1 кГц - АЦП. Фильтр на RC, в цифре вычитаете х-ку фильтра и получаете нелинейность ЦАП. Дальше - либо в ЦАП вносите предыскажения, либо в цифре из АЦП вычитаете нелинейность ЦАП. Другими словами, режекторный фильтр отделит "мух от котлет" (нелинейности АЦП и ЦАП).

По резистору, который параллельно контуру. Посмотрите на форму синуса вблизи верхней и нижней границ без резистора, должно быть ограничение. С минимальными гармоническими искажениями генерация гармонического сигнала возможна только вблизи границы условия баланса амплитуд. Физический смысл этого резистора - конечное значение собственной добротности контура, есть формулы пересчета из Q в R, а задача активного элемента - компенсировать потери контура (сопротивления потерь). На практике, вы должны были сначала посчитать параллельное сопротивление контура на резонансной частоте, а потом подбирать резисторы в цепях ООС и ПОС, но не наоборот. Баланс амплитуд в вашем случае: ((R1 + R2)/R2)*(R4/(R3 + R4)) = 1

Попробуйте сначала на идеальном ОУ, с бесконечным входным сопротивлением, нулевым выходным, собственным усилением под 1e6, rail-to-rail по выходу.

R2 сделайте больше 10 кОм, а параллельно контуру - ровно 10 кОм

Согласен с Plain, надо входы поменять местами, не сразу заметил. Тогда резистор параллельно контуру надо немного больше 10 кОм.

Ни на одной частоте не выполняется условие баланса амплитуд. Попробуйте подключить параллельно контуру L1C1 сопротивление 9.9 кОм - суммарное усиление в замкнутой цепи станет >1 на резонансной частоте, амплитуда будет расти до бесконечности, либо - до ограничения.

Учитывая верхнюю границу частотного диапазона в 30 МГц, я бы предложил идею параллельного включения ОУ, как у Linear Technology (Application Note 21 July 1986): Или позже у Analog Devices (Paralleling Amplifiers Increases Output Drive): С одной стороны, некогерентное сложение шумов дает повышение чувствительности в sqrt(N) раз, с другой - уменьшается нагрузка на каждый усилитель, растет линейность (верхняя граница ДД). При разнице между собственным усилением и усилением ограниченным обратной связью более 30-40 дБ на частоте 30 МГц усилитель однозначно обойдет по линейности Нортоновский вариант, и по стабильности лучше будет.

На низких частотах можно сделать смеситель с динамикой выше, чем у любого усилителя. В патентах Нортона нет упоминания ОУ. В других вариантах ДД поднимается за счет резистивных обратных связей, а это ведет к росту КШ.

В первую очередь, LDO ставят для подавления низкочастотных помех от DC-DC, чтобы уменьшить размеры фильтрующих конденсаторов. Наибольший вклад в низкочастотный шум DC-DC преобразователя вносит фликкер-шум внутреннего RC-генератора со схемой PLL. Еще один красивый вариант - разработать свой DC-DC на основе ШИМ с кварцевой стабилизацией. Потом отфильтровать питание LC цепями. Схема компактная, места займет ненамного больше интегрального преобразователя.