Перейти к содержанию
Поиск
    

rloc

Модератор
 Профиль  Обзор контента

  • Постов

    3 154

  • Зарегистрирован

  • Победитель дней

    12

 Тип контента 

Сообщения, опубликованные rloc

  2. Опубликовано · Пожаловаться

    FSWP помню был.

     

    Есть измерение Wenzel Golden Citrine 100 MHz, Archita Hati, Craig W. Nelson and David. A. Howe, C. F. Magnus Danielson

     

    Wenzel_OCXO_100MHz.thumb.png.665f0b9ce41e8538405487e31c415249.png

     

    По графикам видно, измерения проведены с двумя типами резистивных делителей 2R и 3R (типа Вилкинсон). Такие делители применяются во всех анализаторах ФШ, что не позволяет увидеть уровень ниже -185 дБн/Гц из-за взаимного проникновения каналов. Для развязки авторы статьи использовали специальный делитель на отрезках коаксиальных линий, который по понятным причинам в приборы не поставить.

     

    P.S. Сопоставляю результаты измерений различных приборов, точность калибровки, где можно верить, где нельзя.

  3. Опубликовано · Пожаловаться

    1 час назад, Sergey Beltchicov сказал:

    На малых отстройках красный график выше зеленого на величину, меньше 20logN (отстройка 10 Гц приращение всего 10 дБ).

    Мне кажется по зеленому недостаточно накоплений.

     

    5 часов назад, Dr.Drew сказал:

    Зеленая кривая - исходная сотка

    Измерение на APPH? Сколько по времени? Андрей, не осталось измерений этого генератора на других приборах? Идеально - на 5125A.

  4. Опубликовано · Пожаловаться

    1 час назад, khach сказал:

    ФД интересный на двух парах триггеров с аналоговым суммированием выходных сигналов

    Похоже на увеличение частоты сравнения, по фронту и спаду. Предварительно делят на 2, чтобы сделать меандр из коротких импульсов. С короткими импульсами ФД на триггерах не корректно работает, не хватает каких-то Setup или Hold времен.

  5. Опубликовано · Пожаловаться

    В каком году было это чудо?

     

    На мой взгляд 2 варианта:

    1. Включен R140 (R141 не запаян). Коэфф. деления определяется 4-мя разрядами D15.

    2. Включен R141 (R140 не запаян). Коэфф. деления определяется 3-мя младшими разрядами, в 4-ый всегда загружается '1'.

  6. Опубликовано · Пожаловаться

    49 минут назад, soldat_shveyk сказал:

    Если полоса петли будет 100 Гц в обоих вариантах.

    При такой отстройке на шумы влияет собственный фликкер-шум PLL, он зависит от выходной частоты (122.88 МГц) и не зависит от частоты PFD. На калькуляторе легко посчитать, фликкер-шум на частоте 122.88 МГц и отстройке 100 Гц для LMX2571 будет -122 дБн/Гц, для ADF4106 - -120 дБн/Гц. Лидером по фликкер-шумам всегда была фирма Linear, например для LTC6950, при указанных параметрах, фликкер-шум составит -132 дБн/Гц. Поэтому, если не имеет значения к какому OCXO привязываться, то наверное имеет смысл рассмотреть связку OCXO 12.8 МГц + LTC6950 (Integer) + VCXO.

  7. Опубликовано · Пожаловаться

    18 часов назад, soldat_shveyk сказал:

    Как бы сделать к нему ФАПЧ, чтобы не сильно испортить эти шумы?

    Коллеги по работе делали такой вариант: OCXO 10 МГц + LMX2571 (fractional, PFD = 10 МГц) + external VCXO Abracon ABLNO (вроде есть 122.88 МГц). Полоса петли 10-100 Гц, без усилителей.

  8. Опубликовано · Пожаловаться

    В 03.03.2019 в 13:42, Sergey Beltchicov сказал:

    HMC862A в дифференциальном включении.

    Таким образом, дифференциальный выход можно рассматривать как 2 отдельных выхода, или сложить и получить прирост на 3 дБ по фазовым шумам.

  9. Опубликовано · Пожаловаться

    26 минут назад, Herz сказал:

    Получается очень плохо.

    Хорошо посмотреть на результаты. Фрезерная технология тоже имеет свои нюансы (в частности знаком с LPKF), на нормы ниже 0.2/0.2 рассчитывать можно только с новыми (заточенными) фрезами, а тупятся они очень быстро, плюс остаются медные "волоски" на участках, где фреза в несколько проходов снимала медь (большие площади дополнительно обрабатываются специальной фрезой).

  13. Опубликовано · Пожаловаться

    4 часа назад, mux сказал:

    почему не делают фильтр на LC

    Очевидно, на RC проще получить заданный закон установления частоты, огибающую ФШ, устойчивость (запас по фазе). LC-фильтр ставят дополнительно, без влияния на фазовые характеристики RC-звена. ГВЗ - это мера влияния.

     

    4 часа назад, mux сказал:

    два прескалера UPD1510

    Не встречал.

  14. Опубликовано · Пожаловаться

    15 часов назад, mux сказал:

    планирую использовать NC7WZ86 в качестве фазового детектора в PLL

    1. Заменить NC7WZ86 на NC7SV86,

    2. Для простоты желательно полосу захвата сделать больше диапазона перестройки CRO, или переключаемой,

    3.  После ФД - хороший фильтр ФНЧ, который бы не добавлял ГВЗ в рабочей полосе и давил до 100 дБ все гармоники детектора (возможно: ФНЧ + режекторный фильтр на 100 МГц и 200 МГц),

    4. Внутриполосные шумы скорее будут определяться прескалером.

  15. Опубликовано · Пожаловаться

    3 минуты назад, MrGalaxy сказал:

    Т.е. эта логика практически работает в генераторных схемах?

    Не хуже остальных. Для 15 МГц быстродействия достаточно, чтобы не было лишнего набега фазы.

    6 минут назад, MrGalaxy сказал:

    Я думал, что БМК - это что-то типа ПЛИСок, только поменьше, и их нельзя использовать как обычную логику в генераторных схемах.

    Да, делают на БМК.

  18. Опубликовано · Пожаловаться

    1 час назад, Sergey Beltchicov сказал:

    произведение GF сохраняет некоторое постоянное значение при компрессии усилителя вплоть до определенных критических значений

    У полевых транзисторов КШ не падает при компрессии, не беру в расчет рассогласование входа/выхода. Пример приводил выше - CMOS микросхемы логики - это не исключение из правил, можно взять смесители на полевых транзисторах в ключевом режиме, GaN транзисторы. С HBT немного другая история, там чаще вводят резистивную ООС для стабилизации амплитуды (Дарлингтон) и при уменьшении усиления с повышением рабочего тока возрастает роль тепловых шумов ООС, плюс добавляется конверсия AM-PM за счет рассасывания. Если взять трансформаторную ООС (Нортон) в схеме с биполярным транзистором, эффекта повышения коэффициента шума с ограничением наблюдаться не будет. С обратной связью без потерь наблюдается обратный эффект - КШ схемы меньше, относительно отдельного транзистора или усилителя.

    1 час назад, Sergey Beltchicov сказал:

    значительно (в моем случае на 60 дБ) подавленной несущей

    Подавление измерено прибором, отдельного резонатора, а не полного дискриминатора (вентиль-циркулятор-резонатор, причем вентиль не показан на схеме, а он является неотъемлемой частью) и нелинейность активного элемента определит насколько давить несущую. Здесь я говорю о другой линейности - амплитудной (не амплитудные шумы), не фазовой, которая стабилизируется обратной связью.

     

    11 часов назад, Chenakin сказал:

    Мне кажется, что в формуле шумов каким-то боком должен присутствовать IP3 как индикатор линейности.

    Уточню, обязательно два параметра нелинейности: амплитудный и фазовый. Пусть IP3 характеризует амплитудную нелинейность, но FC откровенно малоинформативно отражает фазовый набег. Забыл сказать, что помимо приближения к точке компрессии у активных элементов еще есть отсечка, и если выше компрессии "прыгнуть" нельзя, то относительно отсечки рабочая точка активного элемента может располагаться как угодно.

     

    В 21.01.2019 в 07:49, Chenakin сказал:

    А нельзя проще, по обычной "классической" схеме (т.е. просто инвертор с резистором в обратной связи - без D-триггера)?

    Да, конечно с инвертором проще, пример дает представление о согласовании входа (подъем среднего уровня до половины питания) и выхода.

  19. Опубликовано · Пожаловаться

    12 часов назад, khach сказал:

    В качестве умножителей появилась возможность использовать корпусированные NLTL

    image.png.82150977d0a63d8171b93f201edde210.png

    Когда вижу такие пульсации после короткого импульса, при работе на нагрузку, близкую к идеальной активной 50 Ом - это говорит о сильной изрезанности огибающей спектра. При работе на эффекте рассасывания, импульс получается гладкий, пульсаций практически нет, огибающая спектра ровная, но достаточно сложно получить импульс короче 70 пс. Кратность сжатия импульса на рассасывании достигает около 100-150 раз в расчете на один элемент, чтобы достичь такой степени на NLTL потребуется ни один десяток варикапов, емкость которых уменьшается по определенному закону. Собрать NLTL на дискретных элементах - наверное можно, но кратность небольшая и есть вероятность "словить" параметрическое деление (субгармоники). К интегральным, с большой кратностью, отношусь с опаской, по документации видна сильная зависимость от уровня входного сигнала, добиться повторяемости сложно.

    С учетом наработок, от 100 МГц до 10 ГГц мне видится проще и дешевле делать на рассасывании, до 20-80 ГГц - с пост-умножением на NLTL с кратностью сжатия 5-10.

  20. Опубликовано · Пожаловаться

    Умножительные свойства логики не проверял, но фронты хорошие получаются. Если внутри RMK-5-751+ стоят два встречных Шоттки, то на логике шумы не хуже получатся. Использовал ULP-A для формирования прямоугольника для схемы умножения на строб-смесителе Aeroflex (всеми нелюбимый SRD), шумы на 10 ГГц получались стабильно 130 дБн/Гц на 10 кГц со 100 МГц 175 дБн/Гц (Magic Xtal), до этого использовал в качестве буфера SBA4089 и шумы с "танцами" были 125 дБн/Гц. Дальше было бы неплохо заменить строб-смеситель на свой, с более высокой динамикой, для этого все наработки есть, и получить умножение без потерь с любым множителем xN. С удовольствием занялся бы такой задачкой, если мои возможности совпадут с желаниями работодателя, иначе это все в фоновом режиме, за свой счет и долго.

     

    В 18.01.2019 в 02:38, Chenakin сказал:

    Очень неплохая диссертация получилась бы, если бы такую модель разработать.

    Ульрих в диссертации об этом и пишет, для простых схем есть примеры расчета.

     

    В 18.01.2019 в 02:38, Chenakin сказал:

    Для себя я этот параметр объясняю (на физическом уровне, а не как точку пересечения наклонов каких-то там прямых) как некую меру нелинейности активного (и не только) прибора. Даже не меру нелинейности, а меру преобразования собственных НЧ шумов на такой нелинейности

    Лиисон пишет, источников шумов много - DC, f0, 2*f0, 3*f0 ... и все они на нелинейностях трансформируются в одну - на f0. Ульрих предлагает описывает нелинейности точными Spice-моделями (до определенных частот), или измеренными X-параметрами во всем диапазоне токов и напряжений активного элемента. А оптимизация по шуму заключается в подборе формы тока через активный элемент за счет изменения обратных связей, чтобы уровень гармоник был минимальным (меньше нелинейность). И получается, за счет обратных связей уровень шума можно изменять на 5-20 дБ, при неизменных максимальном токе (степени приближения к P1db) и отдельно измеренной QL. Форма тока через активный элемент определяется обратными связями и резонатором, как ее воспроизвести отдельно от замкнутой системы?

     

  21. Опубликовано · Пожаловаться

    2 часа назад, chenakin сказал:

    QL=f0/deltaF, подставляя QL в формулу f0/(2*QL), получаем: f0*deltaF/(2*f0)=deltaF/2=HBW. По-моему, у Сергея тут всё нормально. А причем здесь аргумент?

    А если взять коаксиальную/оптическую линию, какую ширину deltaF брать? Привязка к аргументу была из равенства QL = GD*w0/2, эту формулу пишет и сам Лиисон в пояснениях (надо поискать в какой статье). Причем, если отдельно измерить ГВЗ длинной линии и подставить в формулу QL - это тоже не правильно. У Лиисона FC и QL, как мне кажется, - это некоторые эквивалентные параметры, зависимые от всех элементов в замкнутой цепи.

     

    2 часа назад, chenakin сказал:

    Интересует, когда они берутся (т.е. могут быть измерены) вне петли. А если боать внутри замкнутой петли, то, как их тогда измерить?

    Заново перечитывая статьи Лиисона и Ульриха Роде понимаю, что перейти от измеренных параметров к эквивалентным внутри петли можно:

    1. Для простых систем - аналитическим расчетом, опираясь на теорию нелинейных цепей;

    2. Для сложных систем - моделированием, с использованием современных методов Harmonic Balance Analysis.

    Причем, сначала скорее будет рассчитана огибающая ФШ, а по огибающей - некоторые эквивалентные QL и FC, если в них останется надобность.

     

    Собираю ссылки на статьи, где измеренная нагруженная добротность и фликкерная граница подставляются напрямую в формулу Лиисона.

  22. Опубликовано · Пожаловаться

    3 часа назад, Cach сказал:

    подскажите логику для преобразования гармонического сигнала 100 МГц с СПМ ФШ -170 дБн/Гц при отстройке 10 кГц в меандр без потерь в шумах. Входной и выходной тракт 50 Ом

    Серия ULP-A Fairchild Semiconductor, сейчас OnSemi, при питании 3.3-3.6 В, 2-3 элемента в параллель (лучше) или с резистором 20-30 Ом по выходу (хуже), например - буферизованный инвертор NC7WV04. Говорят, серия AUC у TI работает до 3.3 В (по спецификации до 2.7 В) и также дает большой ток по выходу. Думаю ULP-A сохранит до 180 дБн/Гц, но в генераторах - не более 175 дБн/Гц. Логика повторяет 1:1 шумы питания, ультра малошумящий LDO обязателен. Кстати, неплохой умножитель по нечетным гармоникам получается, до 500-600 МГц точно. Пример включения - в прикрепленном файле.

     

    Clock Divider/Sine Wave 50 Ohm to CMOS Level Converter

    dc1075A.pdf

  23. Опубликовано · Пожаловаться

    6 часов назад, chenakin сказал:

    Появилась статья Сергея о сапфировом генератор с КСС

    Вопросы, связанные с работой автогенератора, пусть даже без КСС, всегда непростые, но тем и интересные.

     

    Для начала, хорошо разобраться с терминами.
    1.

    Цитата

     

    Практические эксперименты показывают, что СПМ ФШ L(FM) в дБн/Гц такого автогенератора можно адекватно оценивать при помощи выражения Лиссона:

    LOSC(FM) = 10*log10{(G*F*k*T0)/2POUT*(1+FC/FM)*(1+(HBW/FM)^2}, (1)

    где G — коэффициент усиления усилителя положительной обратной связи, раз;

    F — коэффициент шума усилителя петли положительной обратной связи, раз;

    T0 — температура окружающей среды, K;

    k — постоянная Больцмана, 1,38*10^–23 Дж/K;

    POUT — мощность на выходе усилителя петли положительной обратной связи, Вт;

    FC — фликкерная граница усилителя петли положительной обратной связи, Гц;

    FM — частота отстройки от несущей, Гц;

    HBW — половина полосы пропускания резонатора по уровню –3 дБ, Гц.

     

    Интересуют два параметра, FC и HBW, они берутся вне или внутри петли (в общем случае не одинаковые)? Вместо параметра HBW, который ближе к АЧХ (модулю), чаще встречается выражение f0/(2*QL), которое ближе к ФЧХ (аргументу). В различных работах (можно привести ссылки) показано, что нагруженная добротность в замкнутой петле автогенератора QL = GD*w0/2 , где GD - это ГВЗ в точке w = w0 (резонансной частоте).

    2.

    Цитата

    Как показано в [8], полоса резонатора — это величина, обратная ГВЗ, или, другими словами, крутизне фазы S21 резонатора.

    Не очевидный вывод. В [8] речь идет о ГВЗ внутри замкнутой петли, она не равна ГВЗ по S21 отдельного резонатора.

     

    3.

    Цитата

    Использовался усилитель с коэффициентом усиления 16 дБ, выходной мощностью +18 дБм, фликкерной границей 20 кГц

    Как получена фликкерная граница и можно ли поставить знак равенства FC = 20 кГц ? Если взять другой резонатор, с другой добротностью Q0, FC измениться внутри петли или останется такой же?

     

    4.

    Цитата

    В случае комбинированной системы стабилизации мы для «вычищения» ФШ активного элемента (а) автогенератора дополнительной петлей обратной связи захватываем основное автогенераторное кольцо относительно ФЧХ S11 резонатора, другими словами, arg(S21) заменяется на arg(S11), где производная имеет гораздо более высокое значение (рис. 5).

    Опять же, в автогенераторах с резонатором на проход, крутизна фазовой характеристики зависит не от arg(21), а от разности активного входного/выходного сопротивления усилителя и активного входного/выходного сопротивления резонатора.

     

    5.

    Цитата

    На рис. 6 показано, как выглядит модуль коэффициента отражения резонатора 1/S(FM) на оси отстроек (в линейном и логарифмическом масштабе) для значений подавления 40 дБ (коэффициент отражения от резонатора 0,01) и 60 дБ (коэффициент отражения от резонатора 0,001).

    Можно немного подробнее о схеме измерения коэффициента отражения резонатора? Какой коэфф. брать для расчета: 40 дБ, 60 дБ ... ? Ведь в конечном счете, в замкнутой петле, нелинейное сопротивление усилителя стремится к сопротивлению потерь в резонаторе и определяет подавление несущей.

     

    6.

    Цитата

    GLNA — коэффициент усиления малошумящего усилителя, используемого для повышения чувствительности системы по детектированию ФШ, раз;

    Усиление взято из формулы (3) ФШ генератора с КСС. Но в этой формуле не вижу коэфф. усиления УПТ, для AD797 он меняется от 120 дБ до 40-60 дБ внутри петли, и совместно с коэфф. усиления МШУ определяет общее усиление.

     

    7.

    Цитата

    В качестве МШУ был взят усилитель на полевом транзисторе с коэффициентом усиления 18 дБ, коэффициентом шума 2 дБ, выходной мощностью P1 дБм = +16 дБм и изначальной фликкерной границей 3 МГц.За счет подавления несущей, по нашей оценке, его фликкерную границу удалось снизить до ~190 Гц.

    На основании каких данных фликкерная граница получилась 190 Гц? По рис. 7 огибающая шума имеет наклон 20 дБ/дек (10 - 100 Гц), 30 дБ/дек (100 - 3000 Гц), что не позволяет по формуле Лиисона вычислить FC, если вообще можно эту формулу применить для КСС, где обратная связь замыкается только по ФШ, а у Лиисона - по общему шуму.

  24. Опубликовано · Пожаловаться

    Есть калькулятор спур для DDS, возьмите например AD9914 (3.5 ГГЦ) и в качестве тактовой 2.5 ГГц, как для AD9739.

    https://www.analog.com/designtools/en/simdds/?part=AD9914&fin=2.5G&mult=1&ftw=147AE148&rso=111111&harmonicDB=-50&useFilters=0

    В mix-mode все тоже самое, но амплитуда во 2-ой и 3-ей зоне больше, в 1-ой - соответственно меньше.

  25. Опубликовано · Пожаловаться

    mix-mode - это перемножение выходного сигнала с тактовой частотой ЦАП. Если сформировать постоянный уровень A, в mix-mode он будет выглядеть +A, -A, +A, -A ... Но толку от этого режима мало, уровень сигнала уменьшается, спуры и их количество растет, относительно по частоте спуры становятся ближе к сигналу, сложнее фильтровать. Проще сформировать в 1-ой зоне и потом перемножить на смесителе с той же тактовой частотой.

×
×
  • Создать...