rloc

Да, я понял, в описании ошибка, сравните с описанием на Spartan-3A. Для любых микросхем, не только Spartan-3, DRIVE и SLEW можно назначать только для одиночных выходов. Можете для подтверждения, посмотреть еще библиотеку "\vhdl\src\unisims\unisim_VCOMP.vhd", она используется для всех кристаллов.

Посмотрел в описании, для 'OBUFTDS' только один аттрибут доступен - IOSTANDARD. Ошиблись немного, посмотрели на 'OBUFT'

У меня почему-то от Expedition осталось больше негативных эмоций. Очень много проектов пришлось "похоронить" из-за неисправимых ошибок в cdb-базах. Верны ли слухи о том, что в грядущем релизе от них избавятся? Не сомневаюсь, что чаще всего ошибки связаны с неумелыми действиями самого пользователя и отступлением от документации. В новом релизе прежде всего хотелось бы видеть средства, позволяющие каким-то образом диагностировать, исправлять и защищать проект от непредвиденных ошибок. В крайнем случае, все файлы проекта должны быть в текстовом виде, чтобы иметь возможность самостоятельно исправлять их. В этом смысле переход с DC на DxD, я считаю правильным направлением.

Посмотрите на такой VCO DCYS100200. Октавный диапазон изменения и шумы не хуже -105dBc/Hz на 10kHz. При умножении на 3, фазовые шумы станут на 9.5dB хуже и требования выполнятся с натягом, и это при том, что придется еще несколько ГУН'ов делать. У вас скорей всего варикап был включен только частично (<12%) и своей добротностью не гробил фазовые шумы, плюс та самая катушка 0805 имела на данных частотах хорошую добротность. Микрополосковые линии обладают очень низкой собственной добротностью (~50-70), на них даже на одной частоте не получишь хороших фазовых шумов, если только не делать систему из нескольких взаимосвязанных линий. Я все ждал, к чему приведет обсуждение коаксиального резонатора с воздушным диэлектриком, но не выдержал. Без сомнения у него добротность очень высокая, но как только подключите к нему варикапы, вся добротность угробится. Предлагаю сначала определиться с варикапами, и потом, исходя из их добротности на нужных частотах, выбирать сам резонатор, чтобы одно другого не портило. Или же изначально строить систему с переключаемыми ГУН'ми/емкостями/механической перестройкой. Интересная идея.

Вопрос к автору: 30% - это механический + электрический способ перестройки, или только электрический? А то я все думаю о чисто электрическом.

Посмотрите здесь www.ramtron.com

Очень рад слышать, что кто-то интересуется такими вещами. Я очень много интересовался всевозможными вариантами резонаторов, и на этом основании могу сделать следующие выводы: Для такого диапазона перестройки частоты, вам придется отказаться от любых диэлектрических резонаторов. Очень у них маленький диапазон перестройки частоты. Нужно строить систему из связанных линий. С точки зрения добротности лучше всего делать на отрезках коаксиальных линий (можно посеребренных) с тефлоновым диэлектриком, но сделать систему из нескольких взаимосвязанных линий очень сложно, из-за того что в процессе перестройки частоты нужно будет подстраивать связи (отдельные емкостные) между резонаторами для сохранения добротности. Самое оптимальное решение - на связанных линиях типа stripline, они более высокодобротные, чем microstrip. Ulrich Rohde из Synergy написал очень много статей и столько же патентов по этой тематике, рекомендую обратиться к его публикациям. Сразу скажу, что самому повторить то, что сделал этот человек - задача не из легких. Ах да, совсем забыл, вы не включили ЖИГ, если не смущает цена и потребление, то тоже неплохой вариант.

Точность здесь не нужна, у таких резисторов более высокая температурная стабильность. По этой самой причине и по причине отсутствия зависимости от напряжения, конденсаторы нужно брать только из серии NP0, а не X7R и подобные. Небольшой разброс параметров допустим, думаю процентов 10%. Не все так просто, и логарифмической линейки мало. Полный расчет ведется из условий минимизации интегрального уровня фазовых шумов, скорости установления, точности и стабильности частоты, причем все эти параметры еще зависят от частоты и крутизны вольт-частотной характеристики ГУНа. Существует достаточно много программ по расчету PLL, но в данном случае их использовать не удастся, потому как очень много неизвестных параметров. Изменение параметров RC элементов может привести в лучшем случае к росту джиттера тактового сигнала, в худшем - к самовозбуждению (очень часто это проявляется в том, что частота начинает свипировать в некотором диапазоне). Могу порекоментовать скурпулезно следовать рекомендациям даташита и если вы находитель на этапе конструирования ПП, то уделить много внимания экранировке, разделению цепей питания и земли этой части (как обычно разделяют цифровую и аналоговую цепи).

Если почитаете внимательно ссылочку, которую я дал, то там как раз и написано, что чаще всего такие ошибки возникают при смене опций. Причем, в зависимости от того, на какой строчке процесс остановился, они рекомендуют разные способы решения. Хотелось бы знать, почему? Интересно, какие задачки будут решаться в такой микросхеме? Случайно не сигнальная обработка (фильтрация, децимация, интерполяция)?

Боюсь, что лучше PicoBlase'а по размерам и быстродействию Вам не найти. Разработчики из Xilinx очень хорошо потрудились над этим ядром и оптимизировали под свою архитектуру. Трудности с написанием программы на ассемблере, тем более 0.5кБ, никак не соизмеримы с трудностями по отладке не проверенных ядер.

Не слабый кристалл Вы используете. Рекомендую прочитать следующую страничку 8.1i MAP - Master Answer Record for MAP application crashes Цитата: Often crashes are triggered by unexpected and invalid circuit configurations. Если Вы думаете, что ошибка связана с PMCD, то возможно Вы не правильно сконфигурировали этот блок, заодно посмотрите и все остальные. Очень часто в таких случаях проще поставить более новую версию.

Классическая схема, можно взять микросхему типа CDSOT23-SRV05-4 Есть еще один вариант - аттенюатор (резистивный делитель) + усилитель, если чувствительность компаратора позволяет, то можно и без усилителя (очень часто применяется в высокоскоростных дифференциальных схемах)

Время нарастания или спада импульса. Очень часто бывает связано с нагрузкой одного выхода на много входов, и приводит к задержке распространения сигнала.

Уточните пожалуйста, для каких целей (очень много различных параметров: максимальная частота, обычный/дифференциальный, шум и т.д.) Здесь уже смотрели www.analog.com? Я применял AD8370, своим характеристикам полностью соответствует. Да и цифровые потенциометры у них замечательные 35ppm

Да, хороший мозговой штурм получается, даже автору вопроса не успеваю отвечать. Перейдем к более сложным примерам. Попробуйте синтезировать некоторый ФНЧ с коэффициентом усиления = 1 и ограничить его по разрядности. Далее подайте чистый синусоидальный сигнал (в плавающей арифметике) на этот фильтр с такой частотой, чтобы сигнал попал в полосу фильтра. С учетом того, что изначально фильтр мы брали с коэффициентом усиления = 1 (можно даже специально так рассчитать фильтр, чтобы на нужной частоте фильтр имел коэффициент передачи точно равный 1) и он идеальный (вообще без всяких шумов), то на выходе мы должны получить точно такой же сигнал, с точно такой же мощностью. Понятно, что ограничение разрядности коэффициентов фильтра приведет к некоторому искажению нашего сигнала, не говоря уже об искажении АЧХ. Это и есть ухудшение отношения сигнал-шум. Приведите мне пожалуйста аналитическую формулу, которая показала бы (для общего случая), на сколько ухудшиться сигнал на выходе фильтра. И потом, ради эксперимента, попробуйте уменьшить разрядность коэффициентов до 5, 4, 3, 2. Для того примера, что я привел, посчитать будет несложно - мощность шума будет равна разности входной и выходной мощности сигнала.

Источник шума - квантователь. Если мы возмем любой учебник по аналого-цифровой обработке сигналов и посмотрим как определяются шумы квантования, то увидим -20*log(2^N) дБ Не знаю, как на пальцах объяснить, но попробую. Возмем для примера такие коэффициенты: 10101.0101b (неокругленный коэффициент) и 10101.0000b (округленный коэффициент), и умножим их на 1.0000b (входное число), в лучшем случае мы должны были получить после умножителя 10101.0101b, а за счет округления получили 10101.0000, небольшая разница - 0.0101 (шум)

Я не говорю, что у числа есть сигнал-шум. При расчете в Матлабе, мы получаем коэффициенты в плавающей арифметике. При приведении этих коэффициентов к целым числам, мы тем самым откидываем младшие разряды, что условно можно считать квантованием по амплитуде. Теперь посчитайте, какая разница (еще раз повторяю в общем случае) будет между арифметикой с плавающей точкой (double если так будет угодно) и целочисленной, скажем 16 бит, 14 бит, 12 бит и т.д. Я согласен, есть достаточно большой класс фильтров, дающих при ограниченной разрядности неплохое внеполосное подавление (тот же CIC фильтр, о котором Вы все пытаетесь сказать), но это все частные случаи.

Мы рассматриваем общий, а не частный случай.

Я считаю, что разрядность коэффициентов должна быть такой, чтобы не ухудшать отношение сигнал-шум входного сигнала. Как известно из теории, при умножении результирующий сигнал-шум получается SN1*SN2/(SN1+SN2) (при больших SN, само SN - в разах по напряжению). Если мы берем коэффициенты 12-битной разрядности и данные 16-битной, то на выходе в общем случае мы получаем отношение сигнал-шум соответствующее 12-битной разрядности (если у нас только шумы квантования). Смысл брать 16-битные данные пропадает, а меньшая разрядность коэффициентов может пригодиться в случаях, когда сигнал-шум определяется не шумами квантования, а просто очень высоким уровнем шума. Теоретически, при ограниченных и достаточно небольших порядках FIR, можно так подобрать коэффициенты, чтобы они не ухудшали отношение сигнал-шум, но с требованиями к АЧХ это никак не связано. Для увеличения точности рекомендуют обычно брать не дополнительные MSB, а дополнительные LSB, т.е. скажем вместо (31 downto 16) => (31 downto 14), в идеальном случае все разряды (31 downto 0)

В терминах мы не расходимся. (15 downto 0)*(15 downto 0)=(31 downto 0), но никак не (30 downto 0). Берем старшие 16 разрядов и получаем (31 downto 16).

Я предполагал умножение 16*18, прошу прощения если не правильно понял вопроса. Если нужно 16*16 (знаковое расширение старших бит до 18*18), то берутся разряды с 36-4-16 по 36-4-1.

Чуть выше шла речь, как перемножить 16*18, имея 18*18 умножитель, т.е. разница этих двух разрядностей составляет 2, у Вас - (3+3)-5=1. Пример некорректный. Подразумевалось, что 16*18 -> [33:0] и два старших разряда 34, 35 будут равны 33 разряду, и их можно откинуть. Либо 16*18 -> [35:2], тогда два младших разряда 0,1 равны 0 и их тоже можно откинуть.

Из умножителя 18x18 можно сделать умножитель любой разрядности, хоть 2*3 (в меньшую сторону по разрядности конечно), и как Вы думаете значимыми будут 36 бит? Как ни старайтесь, но разрядность на выходе не получите больше, чем Nвход+Nкоэфф (значимую). Может не стоит FIR на FPGA городить, раз такие сложности?

Какую-то ерунду Вы пишите. 1*(-1) = -1 два старших разряда = 1 1*1 = 1 два старших разряда = 0