=AK=

Можно Когда напряжение на шунте R1 превысит примерно 0.6 В, транзистор Q1 откроется и заставит регулятор уменьшить вых. напряжение. Ток будет ограничен на уровне I = 0.6/R1 R4 защищает Q1 от пробоя по току базы, можно взять R4 = 1k В другом варианте на базу Q1 подается небольшое смещение, например, 0.3 В. Для этого соотв. образом выбираются номиналы R4, R2, R3. Тогда транзистор откроется не при 0.6 В падения на шунте R1, а всего при 0.3 В, и потери мощности в шунте будут меньше.

Специально для счетчиков есть интерфейс М-бас http://www.m-bus.com/

Кратковременные помехи могут иметь большую амплитуду. Хороший пример - электростатический разряд. Устройство должно оставаться работоспособным при воздействии таких помех. Однако не так уж часто встречается, что спектр такой помехи перекрывается со спектром полезного сигнала. Чаще всего сигнал медленный. Поэтому можно применять медленные интегральные дельта-сигма АЦП со встроенными цифровыми фильтрами, подавляющими сетевые помехи 50 и 60 Гц. В этом случае одиночные высоковольтные помехи, частично (примерно на 80 дБ) подавленные дифференциальным усилителем, будут окончательно задавлены фильтром. Как известно, опторазвязка и трансформаторная развязка обеспечивает подавление синфазных помех примерно на 120-130 дБ. Так что при 80 дБ подавлении останется задавить 40-50 дБ. Они могут быть расположены где угодно, хоть в разных зданиях. Главное, что оба заземлены. При этом DC разбаланс между землями будет близок к нулю (исключение - разве что когда трамвай неподалеку проедет, и то, много ли от него наведется?). Средний разбаланс по переменному току может быть больше за счет сетевой наводки 50 Гц, но и он невелик, и уж никак не "сотни вольт". Кратковременный разбаланс может быть каким угодно, в зависимости от условий. Для телефонных линий в принципе он может достигать нескольких тысяч вольт, за счет ударов молний в землю. Если линия не выходит за пределы здания, то худший случай - выброс энергии, накопленной в обмотках больших электрических машин - моторов, трансов, и пр. Обычно разбаланс из-за этого не превышает единиц вольт, но в аварийных случаях разбаланс между землями может достигать сотен вольт. Кратковременно и очень редко.

Для применений, где постоянно действует большое синфазное (особенно dc), целесообразно применять опторазвязку. Но таких применений не очень много. Массовый и типический случай - когда источник сигнала заземлен, но между его землей и землей контроллера есть наводки. Обычно между землями доли вольта, в худшем случае - несколько вольт. На стороне сигнала в любом случае целесообразно ставить буферы-повторители, питающиеся от изолированного источника. Тогда никакого разбаланса из-за неравенства сопротивлений не будет.

Ну так вы же его использовали в своем коде. Я то же самое делал на ассемблере.

Вы бы хоть одним глазком глянули на INA117, прежде чем такое говорить. У него Common Mode Input +/- 200 В, и ведь это не теоретический предел какой-то, а только конкретная довольно старая реализация. В принципе и 1 кВ можно сделать, и 10 кВ. Поэтому слова о "невозможности обойтись без гальваноразвязки" не имеют основания. Можно без нее обойтись.

В инете не встречал, разве что учебные/любительские. Опторазвязка АЦП в ПЛК обычно делается после оцифровки. Экзоты с аналоговой развязкой бывают, но это маргиналы. Я лично вместо развязки давно пропагандирую использовать усилители типа INA117, жаль, маловата номенклатура.

Я проще делаю. В 8-битный сдвиговый регистр каждые 10 мс вдвигаю текущее состояние кнопки. Если в сдвиговом регистре все '1', то кнопка нажата, выходной сигнал устанавливаю в '1'. Если все '0', то кнопка отжата, выходной сигнал устанавливаю в '0'. Все другие комбинации игнорируются и не меняют состояние вых. сигнала. При опроcе каждые 10 мс и 8-ми битах время получается 80 мс, это отлично работает со всеми обычными кнопками, в т.ч. с мембранными клавами. Для массивных контактов, которые могут дребезжать с малой частотой (контактор какой-нибудь, например), время опроса можно увеличить до 20..30 мс.

При таком большом выходном напряжении надо учитывать влияние паразитной емкости вторичной обмотки. Она велика из-за большого числа витков, а энергии на ее перезаряд надо много из-за большого выходного. Например, если емкость вторичной равна 100 пФ, то для ее заряда до 1000 В требуется энергия E=C*U^2/2=50 мкДж. B каждом периоде эту энергию надо закачать дважды: чтоб зарядить емкость, а потом чтоб разрядить. При частоте 60 кГц мощность нужна P=E*2*f=6 Вт. Когда вы вводите зазор в сердечник, то увеличиваете индуктивность рассеяния. Индуктивность рассеяния вместе с емкостью вторички образуют последовательный колебательный контур, настроенный на какую-то частоту. При увеличении индуктивности рассеяния резонансная этого контура снижается и становится ближе к собственной частоте преобразователя 60 кГц. Из-за этого несколько бОльшая часть энергии, запасенной в паразитной емкости вторички, будет рекуперирована, поэтому потери уменьшаются, транс греется меньше. Такого же эффекта можно добиться, если влючить последовательно с первичкой дроссель. Индуктивность дросселя можно подобрать, чтобы частота контура была близка к частоте преобразователя, при этом потери будут минимальны. На осциллограммах хорошо видна колебательная природа процессов, особенно при малой нагрузке. Видно, что фронт переключения работает против колебательного контура. Была бы частота у контура поменьше, тогда фронт пришелся бы не на пик, а на провал.

Зазор в таком трансе вообще говоря не нужен, разве что как подстраховка от насыщения при "жестком" старте. Почитайте статью ТРАНСФОРМАТОРЫ И ДРОССЕЛИ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ, там все расписано, и примеры расчета есть.

Контроллер ничего не решает кроме того, что вырубает питание при к.з. "Решает" конечное устройство. Если оно сделано в соответствии со спецификацией USB, то оно не будет потреблять более 100 мА, пока не получит разрешения от хоста. А если сделано не в соответствии со спецификацией, то будет потреблять сколько захочет, и вообще ничего и никого слушать не будет. Как какая-нибудь китайская USB-кофеварка, например. Правда, такое устр-во не получит сертификат USB IF на соответствие USB.

Хост выдает питание на линию USB при помощи специальных микрух, таких как ST2042 (осторожно, pdf файл) и т.п. По сути это низкоомный ключ и детектор превышения тока. Детектор выдает сигнал микрухе хост-контроллера или хаба, та вырубает ключ. Детектор неточный, порог срабатывания гарантируется более 0.5 А, но реально срабатывает примерно при 1 А.

У меня в аналогичной ситуации, когда дивайс сбоил про разряде в определенную область металл. заземленного корпуса, но не сбоил про разряде в другие области корпуса, причина была в емкостной связи между корпусом и землей платы (расстояние между ними было около 10 мм). В момент разряда через емкость связи в земле платы наводился короткий выброс напряжения, из-за него срабатывал супервизор питания и давал ложный сброс устройства. Вылечилось установкой керамич. развязывающего кондера вплотную у ног питания супервизора, до этого ближайший развязывающий кондер был примерно в паре сантиметров от супервизора.

Гуглить на фразу "power line modem" (имеено так, в кавычках). Пример стыковки с сетью - http://www.hth.com/plm-24/plm-24.htm Мелкочиповский апнот AN236 почитать тоже полезно http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/00236a.pdf

http://www.caxapa.ru/faq/emc_immunity.html

http://www.psc.edu/general/software/packages/ieee/ieee.html The IEEE double precision floating point standard representation requires a 64 bit word, which may be represented as numbered from 0 to 63, left to right. The first bit is the sign bit, S, the next eleven bits are the exponent bits, 'E', and the final 52 bits are the fraction 'F': S EEEEEEEEEEE FFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFFF 0 1 11 12 63 по-русски биты Е - "порядок", биты F - "мантисса"

Я не знаю где такое "высоконаучное объяснение" нашли. Это, наверное, ихние маркетологи расстарались. ;) На их сайте объяснения вполне внятные, хоть и несколько косноязычные, http://www.selant.ru/test.htm Электромагнитная волна, проходя через границу разделения двух сред (в данном случае воздух – сегнетоэлектрик), согласно законам физики, претерпевает значительные изменения модуля вектора распространения волны. Точнее, скорость прохождения волны через керамику становится меньше в корень квадратный раз из величины электрической проницаемости среды. Этот эффект давно известен в физике как “сокращение электромагнитной волны в диэлектрике”. Далее волна наводит электродвижущую силу в волновом вибраторе, откуда, по кабелю снижения, сигнал поступает на вход усилителя или телевизионного приёмника. Чем ниже частота, тем больше размеры антенны. "Испечь" кусочек керамики разнером в несколько мм для гигагерцовых диапазонов особого труда не составляет. Антенна на 433 МГц имеет в длину несколько см, это намного труднее. А на единицы-десятки мег я уж и не знаю даже какого размера надо керамику печь, и какой там выход годных получится. Вряд ли это окажется экономически оправдано. Я, признаюсь, удивлен даже тем, что они до ТВ диапазонов ухитрились "опуститься".

Диэлектрические антенны существуют и широко применяются в СВЧ диапазонах, см. например http://www.murata.com/catalog/k99/eu0700.pdf, http://rfdesign.com/mag/605RFD30.pdf, и др. На пол-гига антенны давно уже есть: Miniature Ceramic Antennas optimised for 433 and 870MHz operation The 433 and 870MHz antennas, marketed under the Phycomp brand name, are targeted primarily at low data-transfer, unidirectional wireless communication systems that are currently offering attractive alternatives to infrared-based systems. The 433MHz version measures just 37.5x6.8x0.9mm. The antenna is also available in the same dimensions in 460 and 490MHz versions. The 870MHz device measures 16.5x14x0.9mm. The antennas are environmentally robust, and field testing has shown that their RF performance is superior to both etched and wire antennas. http://www.farnell.com/datasheets/57286.pdf http://www.farnell.com/datasheets/86504.pdf Похоже на то, что ребята из Силанта научились керамические антенны нужного для ТВ размера делать, а вы их грязью поливаете :cranky:

Я бы такой вот входной буфер поставил. Кондер С1 давит наводимые радиопомехи.

Непонятно - почему U1:A включен по схеме инвертирующего усилителя? Я бы включил его как неинвертирующий буфер: вход (-) соединен с выходом, резистор R15 соединен между входом (+) и вирт. землей, R13 не нужен. На всякий случай напоминаю, что керамический кодер С12 желательно располагать как можно ближе к ножкам питания ОУ. То, что на схеме обозначен TL062, который не работает при 3.6В питания, это, наверное, опечатка? Когда я советовал попробовать uA741, чтобы понять, не из-за операционника ли вых. напряжение меняется скачком (а TL062 для целей такой проверки тоже подойдет, имхо), то я подразумевал, что на время проверки питания будет хотя бы вольт 9 (батарейка "Крона").

Вещь общеизвестная, но на всякий случай... На схеме не показаны кондеры в цепи питания. После того, как С5 убран, линия питания оказалась без емкостей - и это при том, что питание берется от батарейки, как я понял. Между питанием и землей должен висеть электролит микрофарад в 100, а также - параллельно ему - керамический кондер 0.1 мкФ. "Скачкообразное" увеличение вых. амплитуды при превышении какого=то порога скорее всего говорит о заметной нелинейности ОУ. Если выше какого-то порога его Ку возрастает, или у него включаются в работу дополнительные выходные каскады, или же он начинает подкручивать фазу, и т.д., то при работе в составе высокодобротного фильтра это может давать странные эффекты. Такие "фокусы" я бы в первую очередь ожидал от ОУ с малым потреблением по питанию (каковым является TLC2252), поскольку их разработчики вынуждены ухищряться. Попробуйте поставить старые "дубовые" ОУ со сравнительно простой внутренней схемотехникой, например, что-то типа uA741 и т.п.

Чтобы не болела голова по поводу виртуальной земли, можно "земляные" концы С1 и С4 отсоединить от виртуальной земли, и соединить с настоящей землей. Тогда номиналы R11, R12 можно даже увеличить, чтобы не расходовать зря питание, т.к. виртуальная земля окажется "нагруженной" только мегомными резюками R2, R5, R7, R8, а им низкий DC импеданс виртуальной земли без надобности. Согласен с ув. Vladimir201, кондер С5 лучше бы совсем убрать, тогда виртуальная земля по переменке будет привязана только к настоящей земле, а помехи и провалы в питаниии станут меньше влиять на вирт. землю - они будут зафильтрованы кондером С6 большой емкости. Это уменьшит вероятность возбудов по питанию. Для повышения стабильности работы ОУ рекомендуется R4 и R9 зашунтировать небольшими керамическими кондерами, скажем, хотя бы пик по 30. Это может быть связано с тем, что нагрузка второго ОУ сильно нелинейная. После какого-то порога начинаются процессы зарядки С8, это может слега "просадить" питание, что заставит дернуться виртуальную землю, и т.п. Проанализировать трудно, т.к. многое зависит от схемотехники вых. каскадов ОУ. Чтобы по ночам спать спокойно, лучше бы включить последовательно с С8 резистор, например, 1к или более

Вот режекторный фильтр на базе двух фазовращателей. Принцип работы точно такой же, как в фильтре на базе ЛЗ, но подавляется всего лишь одна частота - та, на которой сдвиг фазы равен 180 градусов. Выходной сумматор сделан на R7, R8. Подстройка частоты - при помощи R5 и/или R6 (вместе или порознь - неважно, так что для этого фильтра не надо подбирать одинаковые кондеры C1, C2). АЧХ получается такой: В принципе несложно организовать слежение за частотой 50 Гц, для этого последовательно с R5, R6 можно включить два КМОП ключа, которые включаются на постоянное время с частотой, пропорциональной 50 Гц (умноженной ФАПЧ-ем). Если частоту включения загнать в сотни кГц, то коммутационные помехи нетрудно потом задавить. Или можно цифровые потенциометры использовать для подстройки, благо резюки заземлены. Глубина подавления определяется тем, насколько точно просуммированы сигналы на выходе. Сделать более плоской АЧХ в полосе пропускания можно точно так же, как было описано для фильтра на основе ЛЗ. Вот здесь я навскидку ООС глубиной примерно в 20 дБ впендюрил: Фазовращателей последовательно можно включить не два, а больше - 4, 6, 8, и т.д. Каждая пара обеспечит подавление какой-то одной частоты. Например, можно настроить фильтр на базе 6 фазовращателей на 50, 150 и 250 Гц.

Обвязки не так уж много. А диапазон на БР1 получался до 80 дБ при хорошей схеме включения. Это БР2 были шумноваты, всего децибел 50-60. К тому же, когда это было, 20 лет назад, сейчас, может, чего получше есть? В качестве альтернативного варианта - адаптивный дельта-сигма модулятор, память, демодулятор. Легко вытягивает диапазон порядка 60-70 дБ, прост в реализации.

Аналоговый фильтр на основе линии задержки (так наз. трансверсальный фильтр) может обеспечить то же самое без больших затрат. Аналоговая задержка делается на ПЗС микросхемах, например, 528БР1, 528БР2 и т.д. Регулируя тактовую частоту ПЗС можно настроить такой фильтр точно на частоту сети, т.е. сделать следящий фильтр. Проще всего взять сетевую 50 Гц в качестве ведущей частоты и умножить ее ФАПЧ-ем, к примеру, при помощи микросхемы 4046. Простейший режекторный фильтр на ЛЗ делается так: суммируем в равных пропорциях входной сигнал и задержанный на время Т сигнал. На постоянном токе (частота f0=0) сигналы складываются На частоте f1=1/(2T) фаза задержанного сигнала окажется повернута на 180 градусов, поэтому в сумматоре прямой и задержанный сигнал полностью взаимно уничтожатся. На частоте 2*f1 фаза задержанного повернется на 360 градусов, сигналы опять сложатся На частоте 3*f1 фаза задержанного повернется на 360+180 градусов, сигналы опять вычтутся и т.д. АЧХ такого фильтра есть модуль косинуса, т.е. этот фильтр подавит основную частоту и все ее нечетные гармоники. Для подавления 50 Гц время задержки должно быть, соответственно, 10 мс Если на входе такого фильтра поставить еще один сумматор и подмешивать ко входному сигналу часть выходного, то получим IIR, который, имхо, для этой задачи подходит лучше, чем FIR. Подмешивать надо в противофазе, чтобы получилась ООС на постоянном токе. Тогда АЧХ станет "сплющенным" модулем косинуса, т.е. в полосе пропускания характеристика станет более плоской.