rloc
-
Постов
3 200 -
Зарегистрирован
-
Победитель дней
12
Сообщения, опубликованные rloc
-
-
Для чистоты эксперимента попробовать бы свой делитель. В какой-то из ПЛЛ встречал подвох, когда шумы делителя были больше. Не помню, в ADIsim можно поменять параметры микросхемы?
-
2й момент - два спектра один снят с классической схемой RF входа, второй с трансформатором 1:3 (по напряжению) на RF входе:
В какую сторону трасформация?
3й момент - если предположить, что я упираюсь в шум ЧФД (который по неведомой причине больше, чем должен быть), то изменение тока charge pump с 8.5мА до 3мА должно увеличить шумы ЧФД почти на 10дБ (согласно ADSimPLL), но в реальности шум лишь немного возрастает:На шум делителя похоже, возможно его входной части. Крутизной фронтов и амплитудой бороться с этим, но без Шмитта, усиление-ограничение, на lvc можно попробовать (в режиме усиления).
-
По-простому, задачу EMI надо разделить на две части: уменьшение импеданса питания вблизи всех активных элементов (уменьшение путей возвратных токов, пульсаций напряжения от собственного импульсного потребления) и развязки от других потребителей. Ферритовая бусинка важна во втором случае, повышая порядок ФНЧ по питанию (например, разделение аналогового и цифрового питания).
-
Ну вообще то это весь РЧ тракт, для дешевого low-end анализатора совсем не плохо.
Сделано красиво, не спорю, наглядно показывать на лекциях принципы построения СА. Но где современные методы обработки? Неужели нельзя с помощью аналогового квадратурного преобразования сделать проще и не хуже (скорее лучше) по характеристикам? Где двухканальные СА? Интересно добавить к сравнению версию V5 spectran.
Самое интересное, что при всей простоте тракта siglent побеждает rigol по ФШ.Как можно сделать -98 дБн/Гц на 1ГГц ? Умножают 10 МГц?
-
На мой взгляд весь Low-End должен перекрываться одночиповыми схемами. Зачем этот огород?
-
Точные линейные размеры и в поиск Диджикея.
-
В какой фирме работали/работаете? Можно в личку или на мой_ник_из_профиля@mail.ru
Услуги предлагаете на постоянной или временной основе?
-
1 BRAM - таблица, 1 BRAM - входное FIFO, 2 BRAM - память данных с сим. выходом, 2 BRAM - память коэффициентов.
Вспомнил, sin/cos таблицу можно (нужно) расшарить на два параллельных DDC, без потери разрядности аккумулятора угла, с аппроксимацией и без. Что касается входного FIFO, по моим требованиям всегда хватало 16 тактовой глубины на распределенной памяти. А вот в старом софте, старше ISE 14.7, были ошибки, не позволяющие в vhdl реализовать ядро, работающее на полной скорости (V4 или V5 до 550 МГц), переходил на родной язык описания.
-
Хорошо сделанная работа, со своей стороны мог бы рекомендовать потенциальному работодателю.
-
Посмотрите видео, там ближе к концу наглядно показано как изменение диэлектрика между плейн питания и земли изменяет профиль импеданса СРП.
Спасибо, наглядное видео. Что за препрег такой 0.3 mils (~8 мкм) и эпсилон 16 ? Это похоже на листы для LTCC, но по температуре спекания даже FR4 high tg не выдержит. Или это просто в демонстрационных целях? HyperLynx делает распределенный анализ на основе разбиения на погонные емкости/индуктивности или ЭМ расчет?
-
1 BRAM - таблица, 1 BRAM - входное FIFO, 2 BRAM - память данных с сим. выходом, 2 BRAM - память коэффициентов.
Хорошо оптимизировано. Память коэффициентов под разные степени децимации? Чем определяется необходимость во входном FIFO? На усиление тратится отдельный такт в ущерб порядка? Какова необходимость в смене усиления на лету?
-
Под синхронизацией подразумевается сигнал, который устанавливает начальную фазу DDS и (или) перезапускает прореживание
Для NCO достаточно сброса, для фильтра можно сделать пропуск нескольких отсчетов данных, чтобы подогнать фазу выходного сигнала под требуемую (чтобы избежать звона фильтра).
Схема не классическая – CIC + корректор, а на основе КИХ с симметричной реализацией фильтров, в результате довольно компактный приёмник - при прореживании в 256 раз довольно двух каскадов, 6 умножителей, 700 триггеров, 500 LUT, 6 BRAM на 2 кбайт.На CIC давно никто не делает, КИХ - классика. Правильно ли я понимаю:
Аккумулятор фазы - на распределенной логике
1 BRAM - преобразователь из угла в sin/cos
2 DSP - квадратурный смеситель
4 BRAM - память на данные для двух фильтров
1 BRAM - память на коэфф. для двух фильтров
4 DSP - MAC в двух фильтрах
-
нет синхронизации.
Сигналы готовности нельзя использовать для синхронизации? Или есть какие-то особенности?
Фиксированная разрядность не учитывается, там КИХ, а не БИХ фильтры, особой нужды нет.Нет, речь конечно не о БИХ, а об алгоритме оптимизации целевой функции при нахождении коэффициентов КИХ фильтра. Понятно, что она будет сильно нелинейной, при ограничении разрядности.
Сложность вот в этом "Работает на максимальной для выбранного кристалла частоте" - это подразумевает по сути создание RPM макроса ну или широкое использование примитивов целевой ПЛИС.Присоединяюсь к вопросу об оптимизации по максимальной частоте: примитивы, RPM или Hard Macros? На vhdl согласен, разработчик в области ЦОС должен иметь в запасе набор своих ядер, позволяющий реализовать приемник с каскадной децимацией.
-
По стоимости не подскажу. Напишите по пунктам ключевые особенности, чего нельзя реализовать (по ресурсам, быстродействию, структуре) с помощью стандартных средств и дополнительных программ (Matlab например). Для NCO Вы используете только табличное преобразование или есть алгоритмы аппроксимации? Сколько на него в отдельности уходит ресурсов? Какая разрядность NCO по фазе? Какие используются алгоритмы оптимизации при нахождении коэффициентов фильтра? Каким образом эти алгоритмы учитывают фиксированную разрядность коэффициентов?
-
Удивлен, +-600 мВ на входе RF записано в "absolute maximum ratings"
-
Не проверял
С переключаемыми фильтрами поспешил, в b210 их не было, в e310 стоят.
-
По этому поводу (что нечем смотреть) у меня иногда крутится идея сделать комбинированный прибор до 1ГГц или немного выше - анализатор спектра/анализатор цепей/генератор. В принципе используя два канала с низкой ПЧ и обработку на РС можно все сделать достаточно просто.
Пока не появились AD9368, выгодно смотрятся платки Ettus B210 (с переключаемыми фильтрами, фактически преселекторами) и B205mini-i .
Цены были порядка:
USRP B205mini-i (Board Only) - $750.00
USRP B210 (Board Only) - $1,119.00
Впрочем о чем это я? Вам они должны быть знакомы. Пол года назад экспериментировал с платами, чипы AD9361 понравились, был удивлен калибровкой квадратурных каналов - подавление боковой полосы 70-80 dBc. Теоретически в GNU radio должен реализовываться векторник, по принципу Planar R54 на резистивном мосту. Правда понадобится минимум B210 с двумя приемниками. Мы будем использовать их в широкополосных приемниках для стендовой аппаратуры, по цене за 120 МГц полосы (по моим измерениям) составляют серьезную конкуренцию Кисайтам и Роде-Шварцам.
Случайно наткнулся на объявление:
Новый usrp x300 + ubx160 возможна продажа раздельно, так же есть usrp b200 mini и usrp b210. Все в наличии в Москве. Доставлю любую продукцию ettus/ni на заказ по внутренним ценам.Пути приобретения без посредников имеются.
-
-
На частоте последовательного резонанса он может и будет согласован (если правильно выбраны номиналы резисторов), но при расстройке вход будет уже рассогласованным. В моем варианте он вообще не сильно хорошо согласован, каюсь. Но по другому не выходило избавиться от избыточного усиления в рамках топологии платы.
Зачем при расстройке резистивное согласование? Лишнее тепло. Если сначала поставим аттенюатор, а потом пропустим через резонансный контур (ППФ), не лучше будет? Вместо аттенюатора может быть делитель, понижающий сопротивление и не вносящий потерь в контур. Хотя, задумался, в какое сопротивление трансформируется Rs при рассогласовании, в пересчете ко входу усилителя? Промоделирую на досуге. С точки зрения шумового пола выгоднее понижение Rs при расстройке. Варианты есть, Дрисколл во второй схеме использует трансформацию в параллельный контур на четвертьволновой линии, правда для других целей.
Можно и просто поставить MMIC с меньшим Ку. Но с SGA-4286 (14дБ усиления) генератор не запустился, других подходящих MMIC у меня нет.Не пробовали смотреть в разорванной цепи? Как фаза крутится, как согласование, как усиление?
Дрискол помнится писал, что нужно более 20дБ усиления.Нашел у себя эту статью в отдельном файле. Так, чтобы прямо было написано об усилении более 20 дБ, не нашел. С 12 дБ усилением запускал, больше с lossless сложно было получить, но хватало на все потери. Кстати, тоже использовал BFG591 и какой-то из NEC в том же корпусе.
В его схеме аттенюатор образованный кварцем и теми двумя резисторами, при традиционном Rs для этих частот порядка 60..100Ом будет давать 9..13дБ затухания, так что не удивительно, что 14дБ усилитель "не пошел".Дрисколл жжет резонаторы, есть запас по шумовому полу. Для малых мощностей можно постараться с оптимизацией, схема с отдельным аттенюатором и следом кварц смотрится привлекательней.
Вас есть варианты по добавлению бесшумной ООС к MMIC усилителям с удовольствием посмотрю.Тот же Нортон с мостом или НО дает аналогичный результат. Возможны варианты с запаздыванием на лямбда для высоких частот. Сейчас немного в другой теме, надо поднимать старые материалы. Есть желание попробовать на операционных усилителях, не такие они и шумные - 220 pV/sqrt(Hz), как показывал Герхард Хоффманн на тайм-натсе.
-
1кГц это ближняя или дальняя зона? Как по мне еще ближняя, и на такой отстройке логика оказалась впереди всех (на 60МГц). Ближе я ситуацию не анализировал, ибо для моих применений это не важно.
Ближняя
В оригинале помнится на месте транса стоит циркулятор (или что-то подобное). У немцев транс 1:1:1 - в моем понимании это +- то же самое, что просто соединить три цепи. Но, сейчас я понимаю, что оба варианта неправильные (не обеспечивают изоляцию генератора от нагрузки).Мне поначалу показалось, что транс был с понижением сопротивления.
В оригинале примерно так и задумано. Затухание в П-образном аттенюаторе, образованном резисторами и Rs кварца должно быть установлено так, чтобы общий Ку в петле ОС был около 6дБ. Ну и ограничитель должен обеспечивать ограничение при таком уровне, чтобы усилитель не входил в насыщение. У меня усилитель с максимальной мощностью меньше оригинального варианта, потому пришлось затухание увеличить. Кстати в немцы похоже этим моментом не особенно озадачились - по моим прикидкам у них ограничение должно происходить в усилителе. И результаты Виктора косвенно это подтверждают.Где гарантия того, что усилитель согласован с контуром без потерь, без увеличения коэффициента шума? В идеале, мне думается, все потери от нагруженной добротности должны рассеиваться во входном сопротивлении усилителя.
А что там обосновывать - имея усилитель с выходной мощностью на 10дБ больше можно соответственно уменьшить затухание "аттенюатора" и поднять мощность на входе MMIC на те же 10дБ. Соответственно шумовой пол должен опуститься тоже где-то на 10дБ.Скажу немного по-другому, а Вы поправьте если не так: для минимизации шумов необходимо стремиться к максимуму следующего выражения
Pвых - Кус - Кш -> max , где
Pвых - выходная мощность усилителя
Кус - коэффициент усиления (дБ)
Кш - коэффициент шума (дБ)
Согласно этому выражению, можно пойти путем не повышения мощности, а за счет снижения усиления, например введением отрицательной обратной связи. Да, ООС повышает коэффициент шума, но усиление снижается быстрее. Наверное встречали усилители на Дарлингтоне с постоянным усилением в широком диапазоне частот. Есть способы введения обратной связи без потерь, догадываетесь о чем я говорю :) Но это отдельная история. Скажу более, ООС дополнительно компенсирует нелинейности модуляции на емкости коллектора. И с этой точки зрения MMIC имеют некоторые преимущества - запас по усилению можно трансформировать в линейность - это особенно выгодно, когда есть только 5 В и нет возможности линеаризации за счет повышения напряжения. Это об одном из способов уменьшения фликкер-шума, простом.
-
Пока Олег готовит картинки своего генератора, кину свои жалкие попытки испробовать гармониковые генераторы.
Спасибо, буду смотреть, периодически задавать вопросы.
На логике я так понимаю генераторы никому не интересны уже :)Отнюдь, но поддаются расчету хуже. И что кривить душой, шумят полевики в ближней зоне, зато в дальней - надо отдать должное, минимум добавочных шумов.
расскажу про свой эксперимент со схемой Дрискола на MMIC усилителе, про кторую Виктор написал выше.Да, не часто встречаются MMIC в ГК. Не буду забегать вперед, вопрос: а чем MMIC может быть лучше транзисторов и логики?
Схему сделал вначале, как у немцев, только выкинул транс, ибо его функция мне не совсем понятнаПо-хитрому задам вопрос: какое сопротивление вносит источник в контур с кварцевым резонатором? Какое надо?
изменил номиналы резистора в ограничителе и в П-образном аттенюаторе, образованном кварцем и двумя резисторами "на землю". В итоге усилитель перевел в линейный режим (выходная мощность около +7дБм), нагрузка стала влиять значительно меньше.Эх, вся мощность в резисторы пошла. Как потом ожидать:
с примененным SGA-3586 теоретический минимум для шумового пола должен был быть в районе -150дБн/Гц, правда получилось похужеВпрочем и сам усилитель здесь много бед творит.
Катушку, параллельную кварцу, для компенсации его емкости пришлось отключить, т.к. с ней генератор легко настраивался на паразитные резонансы, а без нее только на гармоники. Интересно, что в схеме KD6OZH катушку наоборот нужно было добавлять для стабильной работы.Компенсация межэлектродной емкости - важный момент. С повышением частоты эквивалентное сопротивление емкости падает, а кварцевого резонатора растет. Другими словами, емкость начинает вносить существенный вклад в шунтирование резонатора, снижая его селективные свойства, сложнее подобрать условия стабильности. Плюс к этому добавляется еще одна неприятность - близость параллельного резонанса, АЧХ "кособочит", что может отрицательно сказаться на шумах. Да, катушку индуктивности можно поставить параллельно, но какого номинала и не будет ли у нее собственных резонансов на высоких частотах? Какие еще есть варианты? Помню ledum как-то предлагал, возможно и в этой теме.
В дальней зоне можно уменьшить шумы применив более мощный усилительОбоснуйте.
Update: Посмотрел схему Стефенсона - достойный двухтранзисторный вариант. С полевым транзистором не пробовал, а с двумя биполярными прекрасно работает, легко регулируются все параметры, компенсация межэлектродной емкости в том числе, без индуктивностей. Можно добиться как фазовой стабильности, так и частотной (делю на две части в зависимости от нагруженной добротности). Посоветовал бы Мейджикам взять на вооружение вместо логики, в ближней зоне чуть получше будет, особенно в диапазоне 10 МГц.
-
хотелось бы услышать комментарии...
Проголосую за прямой синтез, при прочих равных условиях получается проще и более предсказуемо, с учетом стоимости ПАВ фильтров. В последнее время мне больше нравятся FBAR (FAR) фильтры на объемном резонансе, селектирующие свойства лучше, начиная с ближней зоны. При цене меньше полубакса можно "пучок" поставить. Пусть даже частота будет попадать в один из WCDMA диапазонов, к нему и привязаться по частоте, зато потом легче купить. Спуры на кратных частотах задавятся большим коэффициентом деления.
P.S. Я тут поэкспериментировал с КГ на 180МГц на MMIC - интересно кому-то? Или это не лучшая тема для этого?С удовольствием посмотрю, особенно на компенсацию межэлектродной емкости.
-
Понял, но как тогда посмотреть линейность на большом сигнале? Понимаю, что ДД смесителей может не хватать. Режектором давить основной тон и смотреть гармоники на спектроанализаторе?
Так на спектроанализаторе и будете смотреть большой сигнал. Аттенюатор не изменит хар-к сигнала, а смеситель будет работать в линейном режиме - это основа спектральных измерений. Наверняка в самом спектроанализаторе есть встроенный механический аттенюатор, его и меняйте вручную.
-
Разумеется, ставим ФНЧ (9 порядок, Чебышев, односторонненагруженный) на выходе генератора, смотрим спектр после ФНЧ на спектроанализаторе - негармонические составляющие сигнала,
наводки и шум фильтруются, а гармоники - нет, их уровень практически не меняется.
Прибор может давать собственные гармоники. Спектроанализатор на низких частотах не имеет преселектора, линейность определяется входными цепями (смеситель). Уменьшайте уровень входного сигнала аттенюатором по входу спектроанализатора до максимально возможного уровня, чтобы вторая и третья гармоники были близки к уровню шума. Для повышения чувствительности необходимо ставить полосу RBW как можно меньше и включать усреднение.
Привожу схемы и конструктив - паял на коленке, сильно не пинать. Экранов не делал.Ну как тут не попинать, конструктив - хуже некуда - двухслойная (если не однослойная) ПП, конденсаторы по питанию стоят далеко и в недостаточном количестве. Чтобы о чем-то говорить, надо для начала повторять референс-дизайн.
Синтезаторы частот. От концепции к продукту.
в RF & Microwave Design
Опубликовано · Пожаловаться
Входная часть ADF4002 достаточно простая, разделительных емкостей нет. Тогда почему на низких частотах резко падает чувствительность? Остается счетчик. Нет уверенности и в том, что его выход стробируется.
Встретилась интересная переписка на форуме аналога:
https://ez.analog.com/message/130604
У автора топика возникла проблема с отсутствием захвата в связи с насыщением входного буфера при положительном пике входного сигнала более 1.9 B по RF входу. И этот эффект он заметил благодаря тому, что делители были установлены в 1 и достаточно было наблюдать входную часть через MUXOUT. С "сюрпризом" микросхема, и как Александр находил выход из положения?