=AK=
-
Постов
3 234 -
Зарегистрирован
-
Посещение
-
Победитель дней
5
Сообщения, опубликованные =AK=
-
-
А на эту филькину грамоту я бы и ссылаться постеснялся.
:bb-offtopic: Ну так сошлитесь на источник, который представляется авторитетным вам. Пока что все ваши утверждения были удивительно голословны.
А пока не приведете источник, я буду продолжать придерживаться правил русского языка и не стану менять сложившегося у меня убеждения, что написание обращения "вы" с большой буквы, столь распространившееся в последние годы, имеет обоснование категории "миллионы леммингов не могут ошибаться". :cranky:
-
Результаты прогона на spice-e каскада на транзисторе IRLL014, который гораздо более подходит под задачу. Сопротивление последовательно с затвором 1к, сопротивление нагрузки 100 Ом, управляющие импульсы амплитудой 5В частотой 5 кГц (меандр), питание нагрузки 12В.
Без дополнительной емкости в цепи затвора длительность падающего фронта вых.сигнала равна примерно 0.6 мкс, длительность нарастающего фронта примерно 1.2 мкс, спектр вых. сигнала показан на рисунке внизу красной линией. При добавлении конденсатора 22 нФ между затвором и истоком, длительность падающего фронта вых. сигнала выросла до примерно 2.6 мкс, длительность нарастающего фронта увеличилась до примерно 5 мкс, спектр вых.сигнала показан на рис. внизу зеленой линией. То есть, с кондером помех будет излучаться примерно на 20 дБ меньше.
Можно подавить высшие гармоники вых.спектра еще больше, если увеличить линейность каскада. Для этого можно последовательно с истоком включить резистор величиной несколько ом. Поскольку пороговое напряжение IRLL014 весьма низкое (это Logic-Level Gate Drive MOSFET, какой, собственно, и должен применяться в таком каскаде, управляемом от 5В логики), то небольшое дополнительное падение напряжения (в пределах до вольта) на этом резисторе никак не повлияет на работоспособность каскада. Спектр вых. сигнала в случае, когда (вдобавок к кондеру с затвора на землю) в исток добавлен резистор 6.8 Ома, показан синим цветом.
Имея такой резистор в истоке, логично было бы добавить npn транзистор и получить драйвер c защитой от к.з. нагрузки
-
если напряжение стабилизации стабилитрона в эмиттере VT2 плюс напряжение насыщения транзистора будут около 3 В, или больше, то полевик не запрется, либо закроется не полностью.
Совершенно верно. Именно поэтому предпочтительнее использовать pnp транзистор, с ним таких косяков не будет.
-
ок
понятно
диодный мост я хотел обходить в стабилизаторе, т.е. использовать его как регулятор
вот схемка его
Ок, понятно. Вы, очевидно, полагали, что все вокруг телепаты. :)
-
Вы бы ещё написали: между землёй и питанием...
В общих чертах вы верно ухватили идею, действительно, линейный режим - это когда напряжение на стоке находится между землей и питанием. Как раз во время формирования фронта сигнала. Сказанное про нагрузочную прямую, похоже, мимо вас прошло, но что уж поделаешь...
Ну так, насколько мне известно, письменное обращение на "Вы" к собеседнику принято с заглавной буквы...Чтобы писать грамотно по-русски, читайте классиков и берите с них пример. Если же вас интересуют нюансы написания обращения "вы", то можете их найти, например, здесь http://nature.web.ru/db/msg.html?mid=1187746
-
Спасибо за ликбез.
Пожалуйста.
Что, по Вашим же словам, говорит о разбросе параметра минимум в разы.Увы, вы превратно истолковали мои слова. Еще раз: если не оговорены мин-макс значения, то рассуждать о конкретных величинах разброса довольно бессмысленно. Для пп процессов разбросы "в разы" являются обыденными. Но из этого никак не следует, что разброс составляет "минимум разы" или "максимум разы", или что вам там еще в голову взбредет. Становится понятно, почему вы высказываете столь ошибочные суждения - раз вы превратно истолковываете слова собеседников на форуме, то можно предположить, что вы так же превратно истолковывали слова преподавателей и тексты учебников.
нужно знать область активного режима транзистора. Вы можете её чётко обозначить?Я ее уже обозначил: между отсечкой и насыщением. Если вас интересует более точно - постройте нагрузочную прямую на выходных характеристиках.
Она регламентируется в документации на эти приборы?Ой... Студенту второго курса, изучающему курс "основы радиоэлектроники", за такой вопрос полагается "банан". Просто за сам факт постановки вопроса.
Отчего Вы, кстати, обращаетесь ко мне во множественном числе?Ну не "тыкать" же вам, ведь я с вами на брудершафт не пил.
-
если взять выходное напряжение импульсного БП в качестве входного для импульсного стабилизатора, ничего не сгорит?
Постоянное напряжение можно брать откуда угодно, хоть с импульсного БП, хоть с линейного, хоть даже от батареек.
Только "минуя диодный мост" вы постоянного напряжения скорей всего не получите. А если начнете химичить, беря невыпрямленное напряжение непосредственно со вторичной обмотки импульсного БП, то последствия предсказать заранее очень трудно. Может и сгореть. Надо конкретно смотреть.
-
И эта работа вполне устраивает, когда напряж. пит. возвращается, то схема включает нагрузку Rn. Вот только уровень отключения и включение нужно сделать 11 и 12,5 В например. У меня такой разности не получилось, максимум это 0,5-0,8 В. Можно ли такое реализовать, не прибегая к большому усложнению?
Для увеличения ширины петли гистерезиса надо увеличить глубину ПОС. Для этого в вашей схеме надо уменьшить сопротивление R5.
зачем в цепи эмиттера стабилитрон, для температурной коррекции?Работоспособность TL431 гарантируется в дипазоне напряжений на катоде от Vref=2.5В до Vmax (обычно от 2.5 до 36 В). Поэтому в эмиттер пришлось поставить стабилитрон или стабистор, чтобы транзистор при 2.5В на базе был еще закрыт. Есть "низковольтные" вариации TL431, имеющие Vref=1.25В, если использовать их, то в эмиттер вместо стабилитрона достаточно включить пару кремниевых диодов последовательно.
А вообще-то гораздо изящнее было бы сделать схему не с npn, а с pnp транзистором. Тогда никакого стабилитрона не нужно.
-
Трансформатор от импульсного сетевого БП ни коем случае нельзя использовать как обычный сетевой трансформатор. Сгорит все нафиг.
-
Достаточно подробно?
Достаточно подробно для того, чтобы проявились ошибки в ваших рассуждениях. Вот это утверждение "
при достижении напряжением на затворе этого значения ключ откроется со скоростью, не зависящей от параметров RC-цепочки в затворе" - является фундаментально неверным. После этого (т.е. после выхода из отсечки) транзистор переходит в линейный режим и находится в нем вплоть до того, как начнет входить в насыщение. А в линейном режиме сигнал на его стоке является усиленным сигналом на затворе и, соответственно, скорость изменения сигнала на стоке прямо пропорциональна скорости изменения сигнала на затворе. Вследствие чего RC-цепочка в затворе очень эффективно ограничивает скорость изменения сигнала в стоке.Достаточно часто встречающаяся ошибка - думать, что работающий в ключевом режиме транзистор вообще никогда не находится в линейном режиме. А на самом деле транзистор работающий в ключевом режиме в каждый момент времени находится в одном из трех режимов - в режиме отсечки, линейном режиме или в режиме насыщения. Несколько общеизвестных формул для линейного режима:
S = dIс/dUзи - крутизна определяет, как меняется ток стока при изменении напряжения на затворе
dUвых = dIс*Rн = S*dUзи*Rн
Надеюсь, вам не надо расписывать, как влияет RC-цепочка на скорость изменения напряжения на затворе dUзи?
-
Вы же про RC-цепочку в цепи затвора, не так ли? А про спектр выходного сигнала.
Совершенно верно. Поскольку при помощи RC-цепочки в цепи затвора можно влиять на спектр выходного сигнала. А в чем некорректность?
о крутизне Вы совершенно уместно здесь упомянули, но вывод сделали абсолютно противоположный логике.Будьте любезны, изложите свою мысль подробно. Декларативная часть вам удалась, но содержательная пока что отсутствует.
-
Дык там же на входе логические уровни! ?
По сути это MOSFET с некоторой защитной обвязкой. К сожалению, похоже, что обвязка не очень хорошо работает если входной сигнал меняется слишком медленно. В табл. на стр.2 сказано: Max recommended rise time for IN signal - не более 1 мкс. Возможно, для полного кайфа вам было бы лучше использовать Zetex BSP75G.
Что значит не гарантированное?Значит - не оговоренное документацией.
Да, оно типовое, приведено для определённых условий и, естесственно, имеет разброс. Но Вы говорили о "значительном" разбросе. Можете привести порядок?Если не оговорены мин-макс значения, то рассуждать о конкретных величинах разброса довольно бессмысленно. Для пп процессов разбросы "в разы" являются обыденными.
Вы забываете, что затягивая фронты сигнала на затворе, Вы, в основном, влияете лишь на задержку включения/выключения ключа относительно изменения управляющего напряжения.По этой (и не только) причине для более корректной оценки я рекомендовал воспользоваться spice-ом (Simetrix-ом).
Кстати, если вы внимательно почитаете, что написано, то увидите, что в моих словах нигде нет знака равенства между длительностью фронта на затворе и длительностью фронта выходного сигнала. Я использую очень корректные формулировки, и не могу нести ответственности за то, как искаженно или предвзято вы воспринимаете то, что написано.
-
ка быть с "интеллектуальным" ключем IPS021? Как в этом случае избавится от помех?
Точно так же, как в случае с обычным MOSFET. Ведь я как раз и пропагандирую подход, при котором помехи будут задавлены гарантированно, безотносительно к параметрам ключа. Расчитайте такую RC-цепочку, чтобы спектр выходного сигнала был ограничен так, как вам требуется, даже в случае какого-нибудь быстрого MOSFET c малой (или нулевой) емкостью затвора и высокой крутизной. Тогда какой бы "реальный" MOSFET вы ни поставили, спектр будет ограничен еще больше. Очень простой и надежный инженерный подход, никаких "авось".
-
А Вы не сомневайтесь. Если у Вас самого это почему-то вызывает затруднения, потренируйтесь, что ли...
Да что Вы говорите? И что, что нелинейно? Или Вы считаете, что всё нелинейное не поддаётся рассчётам?
Я полагаю, что вы вряд ли способны самостоятельно произвести такой расчет в силу его сложности. Несмотря на то, что он возможен в принципе.
Кстати, вот даташит на конкретный MOSFET, упоминавшийся в теме. Покажите мне, где говорится о разбросе? Напротив, значение входной ёмкости указано довольно точно, не находите?Нет, не нахожу. Я нахожу, что там вообще не указаны минимальное и максимальное этой емкости, а указано только типовое значение. То есть, ориентировочное значение, не гарантированное производителем.
-
завал фронтов при работе с полевиком в ключевом режиме вызывает дополнительное рассеивание мощности на полевике.
Это верно. Но при малой частоте импульсов это дополнительное рассеивание мощности пренебрежимо мало.
Длинный провод всегда является довольно эффективной антенной, как приемной, так и передающей, даже для "симметричных" сигналов, поскольку кабель неидеальный. При каждом переключении сигнала ваш кабель излучает электромагнитную волну. Одиночный импульс с быстрым фронтом имеет очень широкий спектр. А ваш кабель как антенна эффективен начиная с частот, длина волны которых сопоставима с длиной кабеля.
Для кабеля можно принять, что он, как антенна, становится эффективным излучателем начиная в длины волны примерно 0.1 от его собственной длины. Для 100м кабеля это значит, что начиная с длины волны 1 км он может оказаться эффективной антенной. Длина волны 1 км - это всего 300 кГц. Следовательно, очень желательно, чтобы спектр импульсов, бегающих в вашем кабеле, не содержал гармоник выше 300 кГц. Проще всего ограничить спектр сигналов путем затягивания фронтов переключения сигнала. Ориентировочно можно задать фронт таким длинным, чтобы макс. частота переключен была в несколько раз ниже пресловутых 300 кГц.
Например, зададимся макс. частотой переключений 100 кГц, гарантированно затянув фронты на затворе до 5 мкс (по уровню 0.1-0.9). Длительность T=2.2*R*C=5 мкс. Зная, сопротивление в затворе равно, скажем, 1 кОм, емкость должна быть 2.2 нФ. Частично эта емкость состоит из емкости затвора, но ее можно вообще не принимать во внимание, а поставить конденсатор величиной не менее 2.2 нФ (скажем, 10 нФ) и спать с чистой совестью, зная, что ваш кабель не излучает больших помех при переключениях. В идеале желательно прогнать получившуюся схему на симуляторе (например, на бесплатной версии Simetrix) и поточнее оценить спектр вых. сигнала.
-
Так конкретного времени вроде и не требуется. Пусть хоть в два раза отличается. Речь же лишь об ограничении скорости...
Вы можете расчитать, какой величины будет это ограничение, если не ставить конденсатор? Что-то сомневаюсь.
Может, вам и невдомек, но емкость затвора MOSFET очень нелинейно зависит от напряжения. Это вдобавок к тому, что она имеет значительный разброс от экземпляра к экземпляру и часто вообще толком не нормируется в даташитах. Конечно, можно понадеяться "на авось" и запустить изделие в работу без расчетов, по принципу мультяшного Вовки в Тридевятом царстве - "и так сойдет". Но я не считаю себя вправе рекомендовать кому бы то ни было ламерско/радиолюбительские подходы к решению задач.
-
Да зачем ему ещё кондёрчик? Затвор и сам обладает приличной ёмкостью.
Затем, чтобы время включения-выключения меньше зависело от конкретного экземляра транзистора. Поскольку разброс параметров у них очень велик.
-
Схему подправил(см. пост 15), все ли корректно?
У меня замечаний нет.
Для полной икебаны можно было бы заменить VT1 на какой-нибудь ключ с защитой от к.з. и перегрева, а также замедлить фронты переключения, скажем, добавив кондерчик с затвора на землю - это чтобы меньше излучать помех другим. Но это мелкие рюшечки.
И что с разрядниками делать?Дело вкуса. По мне, так трансилов в большинстве случаев достаточно. Разрядники предполагают иные порядки величин токов и тщательно организованные цепи заземления/зануления. Это уже не совсем электроника, а более относится к ПУЭ.
-
Вот здесь я не совсем уяснил почему?
Токовая петля должна состоять из источника тока (который является источником сигнала), нагруженного на соединенные последовательно низкоомные нагрузки. То есть, ваш VT1 надо преобразовать в источник тока (делается достаточно просто добавкой резистора в исток и еще одного транзистора), а все светодиоды оптронов включить последовательно, без резисторов R2, R6 и стабилитронов.
Сейчас у вас избыток мощности и всяческие помехи рассеиваются в основном резисторами R2, R6, а транзистор VT1 рассеивает мизер, поскольку работает в ключевом режиме; кроме того, обрыв одной нагрузки не нарушает работоспособности остальных узлов. А в токовой петле избыток мощности рассеивался бы на VT1, любой обрыв приводил бы к полному отказу, зато к.з. одной нагрузки не нарушал бы работу остальных. Есть еще всякие нюансы с наносекундными помехами и т.п.
-
правильней его поставить в конце линии т.к. токовая петля, или это не имеет значения?
Не имеет значения. Удобнее ставить рядом с VT1, чтобы легче было отлаживаться при отключенном кабеле - при этом на стоке VT1 будут видны импульсы управления во всей красе.
Имейте ввиду, у вас вовсе не токовая петля. Предложение об использовании токовой петли прозвучало, но не получило дальнейшего развития. Я лично не вижу преимуществ токовой петли по сравнению с тем, что получилось у вас.
-
резистор вряд ли поможет, так что его можно спокойно выкинуть.
Симетричность линии связи нигде не оговаривалась, соответственно, предположения о ее хорошей симметричности не имеют основания. Я лично крайне сомневаюсь, что качестве кабеля будет использован какой-то дорогой RS-485 кабель или подобный, обеспечивающий высокую симметричность. Скорее пробросят каким-то обычным силовым каблом, да еще засунут в один кондуит с сетевыми проводами. И если, не дай бог, послушают ваших вредных советов, то долго будут рвать волосы, что не поставили копеечный резистор.
Не нужен и один из резисторов R2, R6, ведь они включены последовательно в одну цепь.Вы не учитываете, что оптрон имеет проходную емкость. Резисторов два для того, чтобы защитить устройство управления от вредного влияния наносекундных помех. Что это такое, вы сможете узнать, ознакомившись со статьей "помехоустойчивые устройства". Там, на рис.11, как раз приведен пример разделения резистора оптрона на два (R4,R5).
-
Вот нарисовал
VD3 надо убрать. Трансилы бывают биполярные и однополярные. Если трансилы биполярные (хотя вам лучше использовать однополярные), то VD3 просто не нужен, поскольку есть VD2, а если однополярные - то VD3 вреден, он закоротит линию.
VD1 - должен быть обычный кремниевый диод, типа 1N4148, 1N914, КД522 или подобный
Посоветуйте пожалуйста на какие напряжения и токи выбрать трансил.Напряжение должно быть несколько выше, чем напряжение питания. Мощность - побольше, зависит от того, сколько не жалко места их установки, и сколько не жалко денег.
Если всетаки питающее напряжение VCC1 на линии управления будет 5В, то какой стабилитрон(на какое напряжение) поставить последовательно R2?Общий принцип такой: для увеличения помехоустойчивости напряжение срабатывания должно быть как можно больше. Какими средствами это достигается - не играет роли. Можно и без стабилитрона.
При 5В напряжение питания слишком маленькое, чтобы можно было впендюрить стабилитрон.
Предположим, что макс. допустимое напряжение "нуля" на входе исп. устр-ва равно 1В. Тогда напряжение на R5 должно быть не менее 4В. Предположим, что R5=2.2k, тогда вых. ток включенного оптрона должен быть не менее 4В/2.2k=1.82mA. Предположим, что вы используете оптрон PC817A, имеющий CTR=80...160%. Следовательно, для гарантированного обеспечения "нуля" на выходе оптрона, через его светодиод должен протекать ток не менее 1.82mA/80%=2.3mA. В даташите оптрона находим график зависимисти напряжения на светодиоде от тока, при 2.3mA напряжение будет примерно 1.25В при -25oС (см. рисунок, красная линия). Поскольку R4=240, при 1.25В он отсосет 1.25/240=5.2mA, суммарный ток через R2+R6 должен быть не менее 5.2+2.3=7.5mA. Учитывая падение напряжения в кабеле, на VT1 и т.п., напряжение срабатывания при 5В питания должно быть не более, скажем, 4В. Сопротивление (R2+R6)=(4В-1.25В)/7.5mA=366 Ом. Выбираем R2=180, R6=180.
А теперь просчитываем "противоположный" вариант. Предположим, в худшем случае исп. устр-во может воспринять как "ноль" напряжение величиной 40% от питания, т.е 2В. Тогда при R5=2.2k устр-во сработает при вых.токе оптрона 3В/2.2k=1.36mA. Предположим, что вам попался оптрон с CTR=160%, тогда срабатывание произойдет при токе светодиода 1.36mA/160%=0.85mA. При температуре 75oС напряжение на светодиоде будет всего 0.8В (зеленая линия), R4 отсосет 0.8/240=3.3mA, суммарный ток через R2+R6 должен быть всего 3.3+0.85=4.15mA. Напряжение срабатывания будет (180+180)*4.15mA+0.8В=2.3В. Разброс 2.3В...4В - это 74%
Получается, что порог срабатывания определен не очень точно. А при более высоком напряжении питания можно последовательно включить стабилитрон. Например, если питание равно 12В, то со стабилитроном с номиналом 6.8В (разброс, скажем, от 6.3В до 7.3В) напряжение срабатывания бyдет в пределах от 8.6В до 11В, это всего 28%. А помехоустойчивость вырастет в 8.6В/2.3В = 3.7 раз
целесообразность использование оптопары с транзисторным и полевым транзисторами на выходе оптопары. Что в каких случаях применяется.Применяйте что хотите, но просчитывайте схему. Как просчитать на транзисторном оптроне я вам показал. Попробyйте проделать аналогичные расчеты для оптрона, который вам приглянулся, и сравните результаты. Не забудьте оценить влияние темнового тока вых. каскада, для транзисторного оптрона я им пренебрег в силу его малости (0.1 мкА max для PC817). Цены оптронов тоже сравните. После этого, я думаю, вопросов у вас не бyдет.
-
резюков хватит? Может разрядники еще какието нужно добавить?
Проблема в том, что заранее вам никто не скажет, хватит ли вам одних резюков. Как фишка ляжет. Поскольку кабель лежит на улице, я бы все же порекомендовал параллельно R3 включить трансил или газовый разрядник. И еще по одному трансилу или разряднику с каждого провода на землю. И MOSFET поставить хотя бы 100-вольтовый.
извините, не совсем понял что куда?Для увеличения порога срабатывания стабилитрон последовательно с R2.
А сам R2 лучше разделить на два одинаковых резистора половинного номинала, один от точки "а" на линию VCC1, а другой от точки "b" на линию "с". Это поможет придавить наносекундные помехи, проникающие с линии через оптрон.
Если нет специальных требований, оптрон лучше использовать какой попроще и подубовее, обычный транзисторный, с большим пробивным напряжением изоляции. Скажем, шарповские PC817 или подобные (пробивное 5 кВ). Если применить оптрон с более-менее жестко специфицированным CTR (коэфф. передачи по току), то сопротивления резисторов удастся выбрать поточнее, а параметры схемы будут более предсказуемы.
-
Алгоритм отображения температуры
в Программирование
Опубликовано · Пожаловаться
(кросс-пост в http://www.microchip.su/)
При измерении температуры, поскольку она меняется медленно, возможны всякие красивые трюки и фокусы.
Во-первых, можно легко и просто увеличить эквивалентную разрядность АЦП, тем самым увеличив разрешение. В "общем виде" для этого ко входному сигналу надо подмешать ма-аленькую долю сигнала от некого ЦАП-чика, а потом проделать серию A/D преобразований, последовательно увеличивая сигнал на выходе ЦАП-а и суммируя результат. Например, если АЦП 8-битный, и в наличии есть 3-битный ЦАП, то разрядность АЦП можно увеличить до 11 бит, если сигнал с выхода ЦАПа подмешать на вход АЦП с такой пропорции, чтобы 1 шаг ЦАП-а соответствовал 1/8 от одного шага АЦП.
В случае с NTC этот фокус производится при помощи 3 резисторов с дискретных выходов мелкоконтроллера на вход АЦП. Вернее, при помощи 5 высокоомных резисторов одного номинала: старший разряд - два резистора в параллель, средний разряд - один резистор, младший разряд - два резистора последовательно. Конечно, величина пропорции подмешивания в каждый момент отчасти зависит от величины сопротивления NTC, т.е. от температуры. Поэтому разогнать до 11 бит во всем диапазоне не получится, но примерно 10-битное разрешение вытягивается без проблем. У меня такой "разогнанный" термометр чувствувал, когда я подносил к термистору руку на расстояние ~20 см.
Во-вторых, после того, как разрядность АЦП разогнана до такого уровня, что младшие разряды становятся просто шумом (это важно, чтобы они шумели, иначе не выйдет), дальнейшее увеличение разрядности практически бесплатно получается за счет использования предельно упрощенного варианта фильтра Калмана, т.е. рекурсивного фильтра, который при смешном минимуме задействованных ресурсов обеспечит такой же результат, как метод наименьших квадратов.
Если "на пальцах", то сделать можно так (как вариант).
- Измеряете температуру "разогнанным" (шумным) АЦП, получившееся значение обозначим X (что есть сумма 8 последовательных измерений при пошаговом нарастании кода на выходе 3-битного псевдо-ЦАПа)
- Измеренному значению X верите не безоговорочно, а чуть-чуть, скажем всего на 1/16. То есть, текущее значение температуры вычисляете так:
T = T - T/16 + X
Понятно, что самое первое значение 11-битной температуры загоняете в 16-битную переменную напрямую:
T = X*16, или, если на си, то T = (X << 4);
А все последующие уже вычисляете по "недоверчивой" формуле
T = T - (T >> 4) + X;
В сумме у вас получится примерно 14-битное разрешение на 8-битном АЦП. Вуаля!