=AK=

Подойдет. Только вы зря 5-вольтовую релюху взяли, 12-вольтовая еще лучше подойдет: у нее ток обмотки меньше, транзистор будет меньше греться , и общий ток потребления уменьшится. Не забудьте диод поставить параллельно катушке реле: катод - на питание, анод - на сток транзистора. Поставьте 100к

Практически любой маломощный N-канальный полевик. Только возьмите тот, у кого пробивное сток-исток побольше, хотя бы 50 В. Насколько он будет греться, зависит от сопротивления его канала. При 12В ток через нагрузку 1к будет всего 12 мА. Если сопротивление канала будет даже 10 Ом (а это много), то рассеиваемая полевиком мощность составит всего 10*0.012*0.012 = 1.44 мВт

Транзистору Q5 скорей всего не хватит тока коллектора, чтобы вытянуть реле. Если схема правильно работает, Q5 должен включаться-выключаться когда напряжение на С3 достигает примерно половины питания. При этом через R9 течет ток всего лишь (полпитания)/R9 = ~40мкА, и не весь этот ток попадает в базу Q5 - бОльшую часть забирает на себя R10. До базы доходит всего десяток-полтора мкА. Если коэфф. передачи по току у Q2 равен 200, то его ток коллектора будет не более всего лишь 2-3 мА. Этого достаточно, чтобы выдать полный размах (т.е. почти 12В) на резистор R7 величиной даже 10к, не говоря уж о 150к. Но на нагрузке 1к ток в 2мА даст всего 2В. Чтобы получить больше, надо поставить Q5 с бОльшим коэфф. передачи по току. Или, если неохота искать экзотические транзисторы, поставить вместо Q5 составной транзистор (Дарлингтон) из двух одинаковых pnp транзисторов. Тогда уж усиления точно хватит, но придется раза в полтора-два увеличить R10, чтобы составной транзистор все так же срабатывал, когда напряжение на С3 достигает примерно половины питания. Ваша схемка с полевиком тоже будет работать, но при условии, что с затвора на землю включен резистор 10к...1 МОм. Без этого резистора полевик скорей всего вообще никогда не закроется.

Они и без диодов сами защищают друг друга.

150k :rolleyes:

Теперь правильно. Угу Большой роли не играет. До сотни кил можно увеличить не задумываясь. С любым допуском. Какая уж там точность, прости господи, при таких-то требованиях. Проще предусмотреть пассивную защиту, которая ограничит ток при пробое любых пп приборов. В принципе, схема этими свойствами и так уже обладает, осталось добавить резюк примерно 1к последовательно в базу Q6. Тогда, даже если одновременно сдохнут все транзисторы и пробьются все электролиты, то ток, потребляемый схемой от источника, останется настолько незначительным, что никакой предохранитель от него все равно не сработает. А если предохранитель не сработает - зачем его ставить-то?

Увы, ошибаетесь, я говорил об эмиттерном повторителе. Коллектор Q6 напрямую на землю, эмиттер - это выход. Резистор нагрузки 6.8к окажется включен между эмиттером и +12

Во время включения, когда напряжение Vcc плавно нарастает до 5В, стабилитрон ни от чего не защищает: напряжение на входе ADC0 будет превышать предельно допустимое. Весь перегруз будет переть на встроенные диоды защиты от электростатики. Проц конечно, не сдохнет, честь и халва Jedec-у, который требует, чтобы паразитные тиристорные структуры мелкосхем защелкивались при токах порядка 20 мА и более. Но хорошего ничего нет. Кроме того, диод дешевле. А уж о разбросе напряжений регулятора 5В и стабилитрона лучше не поминать...

Тогда сопротивление R7 надо уменьшить примерно до 1.8к, иначе он не сможет перетянуть подтягиваяющий резистор 6.8к до 2.5В. Соответственно, возрастет потребляемый ток, а также требования к коэфф. усиления транзисторов Q2 и Q5. Альтернативно можно поставить на выход эмиттерный повторитель на pnp транзисторе, тогда ни транзисторы, ни R7 менять не требуется (наоборот, R7 можно будет увеличить в несколько раз и тем самым снизить ток потребления)

Это намного ближе к истине, чем безосновательные утверждения, будто бы зависимость линейная. На самом деле пробивное зависит от толщины как корень квадратный. Пробивное для диэлектриков нормируется для толщины 1 мм. Если написано, что материал держит 48 кВ/мм, то 2 мм толщины будет держать всего 67.7 кВ, зато 0.25 мм - 24 кВ, а 0.0625 мм - 12 кВ. Поэтому несколько слоев тонкого материала намного лучше, чем один слой толстого.

Угу, исправил. Что является источником сигнала Вх1? У меня опасения, что транзисторы Q3,Q4 могут сдохнуть, поставьте для начала R8=1k, это безопаснее Чуть больше чем 12V/(R5+R6) + 12V/R7. Меньше 2mA Я таких не знаю. Можно npn=КТ3102Б и pnp=КТ3107Б, у них 50В. Высокое напряжение в бортовой сети может возникнуть на ходу, когда барахлят контакты аккyмyлятора. Но и то, может возникнуть, а может и не возникнуть, как фишка ляжет. И даже если возникнeт, трудно сказать какой величины. Кондеры 10 мкФ и 100 мкФ можно электролитические поставить. Если хочется с понтом высокую точность и стабильность постоянных времени, то танталовые, у них допуски меньше. А если без понтов, то обычные алюминиевые, но на температуру 105С - они живут дольше.

Диод не позволяет напряжению в точке соединения R1,R2 подняться выше (Vcc + 0.6В), в рабочем режиме это 5.6В. Делитель R2,R3 понижает это напряжение еще на 10%, в результате на пине ADC0 никогда не будет напряжения выше, чем 5.1В. Это соответствует требованиям на любой, даже самый "нежный" мк. При указанных номиналах диапазон измеряемых напряжений - с небольшим запасом, до 15.8 В

Ага. Попробуйте 1000 пФ или более с reset-а на земляной пин.

Исходя из того, что написано в первом посте, можно догадаться, что это какая-то автомобильная приблуда. То есть, питание грязное, помех много, все должно быть дубовым и простым. Из хорошего - что скорости не нужны: раз речь идет о сигналах длительностью в секунды, то даже миллисeкундные задержки, наверное, никого не волнуют и не напрягают. В свете этого, я бы не стал туда ставить мелкоконтроллер. Я бы даже логику не стал использовать, а для дубовости собрал бы все врукопашную на транзисторах и диодах. Q1 работает как компаратор. Порог срабатывания задается напряжением на его эмиттере. При R5=R6 порог равен половине питания плюс 0.6В, т.е. 6.6В при 12В питании. Примем R5=R6=10k. C1 и R2 задают 10-секундную задержку. Когда напряжение на входе 2 скачком меняется из 0 в 12В, С1 начинает заряжаться током, текущим через R2. Когда напряжение на С1 достигнет 6.6В, компаратор Q1 сработает. Когда напряжение на входе 2 становится равным нулю, С1 быстро разряжается через R1. Сопротивление источника сигнала Вх2 неизвесто, но можно предположить, что это мех.контакт. Тогда величина R1 может быть малой, скажем, 100 Ом. Этот резюк нужен пля того, чтобы ограничить ток разряда через диод. R2 должен быть много больше, чем R1. Выберем R2=150к, тогда С1 будет разряжаться в R2/R1=1500 раз быстрее, чем заряжаться. Раз он заряжается за 10 сек, то разряжаться будет за десяток-другой миллисекунд, скорее всего, это терпимо. Кондер С1 должен иметь емкость 100 мкФ, тогда заряд через 150к до половины питания будет длиться чуть-чуть дольше, чем 10 сек. R3 и R4 выберем по 150к каждый, чтобы не плодить лишних номиналов в схеме. Из тех же соображений выберем R7=10k. Теперь займемся детектором импульсов. Импульсы - это прежде всего фронты. Q3 и Q4 образуют двухполупериодный выпрямитель. На вход подадим продифференцированный сигнал, для этого пропустим сигнал через кондер С2. Тогда на каждом переднем фронте вх.импульсов на короткое время будет открываться Q4, a на каждом заднем - Q3. Импульсы их коллекторного тока будут разряжать С3. Q5 тоже выполняет роль грубого компаратора. Когда напряжение на С3 упадет на несколько вольт, он откроется и обеспечит высокий уровень на выходе. Выберем C2=0.22мкФ, R8=100 Ом, R11=1k, C3=10мкФ, R9=150k, R10=22k. Транзисторы - ширпотреб с усилением порядка 100 или более, скажем, npn=BC546B, pnp=BC556B. Это довольно высоковольтные транзисторы, так что убить схему скачками бортового питания будет очень трудно. А помехи этой схеме просто до лампочки. И это безо всяких там регуляторов питания, защит, и т.п. Просто и дубово.

Если использовать Р-канальный полевик, то уж делать с гистерезисом

- Важно развести земли правильно, читайте "Помехоустойчивые устройства" - Через оптрон тоже могут проходить помехи. Лучше было бы разделить R1 на два резистора по 470 Ом, один в цепи анода, второй в цепи катода светодиода. - Параллельно светодиоду оптрона включить кондер 1000 пФ - Между коллектором оптрона и мк врезать резистор 1к, расположить его близко к мк. Со входа INT0 на земляной пин мк кондер 1000 пФ. - Коллектор оптрона подтянуть к +5 питания резистором примерно 3.3к, встроенный подтягивающий выключить. - Нужен керамический кондер 0.1 мкФ развязки питания +5, он должен стоять как можно ближе к ногам питания мк - После резистора 10 Ом тоже желательно поставить керамику параллельно зенеру 15V.

Базу VT2 надо притянуть к эмиттеру резючком килоом в 10, чтоб не болталась в воздухе. Он плохо выключается. А вообще-то надо делать проще. Зенер не нужен.

И еще на силиконовые резины Dow Corning. Для электроники у них среди прочих теплопроводные заливки тоже есть.

Эти вопросы были в достаточной, на мой взгляд, степени были освещены в данной теме ранее, в том числе вами. Что касается следящих фильтров, упомянутых в п.4, то я дал ссылку на книгу (она, кстати, есть на ftp), кому интересно - прочтет. После ваших разъяснений мне стало непонятным: что вы имели ввиду, говоря об "иллюзии простоты реализации"? Это стало звучать так, будто вы знаете еще более простые, но эффективные методы. Интересно было бы ознакомиться, если это не секрет.

Будьте любезны, приведите ссылки на книжки, где бы классики писали "вы" с большой буквы. Только не на личные письма, а именно на книжки. Я что-то никак не могу такого припомнить. Он соответствует приведенным ранее спектрам. Например, IRFR120 (крутизна 16 S) без кондера имеет спектр примерно такой же, как был показан красным цветом, а с кондером - как было показано зеленым. А IRF540Z (крутизна 36 S) и с кондером, и без него имеет спектр, схожий с показанным зеленым цветом - вполне очевидно, за счет своей вчетверо большей, чем у IRFR120, проходной емкости. Что подтверждает рекомендацию, данную мною в посте #32. Ну раз уж у вас стоят трансилы/транзорбы, то напряжения 50 В хватит. Если у вас есть свободный пин микроконтроллера, то защиту можно выполнить с его помощью. Тогда предлагается такая схема ключа Резистор R2 и транзистор Q2 защищают полевик по току. А от перегрева его защитит микроконтроллер. После того, как на затвор подали лог.1, мк должен регулярно (скажем, раз в миллисекунду) проверять уровень на входном порту, куда заведен сигнал от R4,R5. Если мк видит на этом вх. порту лог. 1, он выключает полевик и не позволяет его включать некоторое время, пока полевик не остынет. Заодно оповещает кого следует, мол, к.з. на линии. Если резистор в стоке полевика вынести на дальний конец кабеля, то мк сможет обнаруживать обрывы кабеля. Для этого он, при выключенном полевике, когда на затвор подан лог.0, опять должен регулярно проверять уровень на входном порту. Если там лог.0, мк оповещает кого следует, мол, обрыв на линии.

1. Схема подключения датчика понятна? Если не сильно углубляться в нюансы: NTC термистор одним концом подключен к питанию, вторым - к эталонному резистору Rref. Эталонный резистор вторым концом подключен к земле. АЦП в качестве опорного напряжения использует питание. Точка соединения термистора и эталонного резистора заведена на вход АЦП, но не напрямую, а через резистор Rs величиной в несколько кОм. Этот дополнительный резистор не обязателен, но он полезен для того, чтобы сгладить вариации сопротивления источника сигнала. Зачем это нужно - см. п.2. 2. Устройство псевдо-ЦАПа понятно? 3 разряда любого порта ввода-вывода микроконтроллера настроены на вывод. Обозначим их DAC0 (младший бит ЦАПа), DAC1 и DAC2 (старший бит). - Между DAC0 и входом АЦП стоит цепочка из двух последовательно включенных высокоомных резисторов номинала Rx, в сумме 2*Rx. - Между DAC1 и входом АЦП включен один резистор номинала Rx. - Между DAC2 и входом АЦП включены два резистора номинала Rx в параллель, в сумме Rx/2. Номинал Rx соотносится с Rref и Rs таким образом, чтобы при изменении сигнала на выходе DAC0 из 0 в 1 (или из 1 в 0) сигнал на входе АЦП менялся чуть больше, чем на 1/8 от его дискретности. Например, при питании в 5 В и разрядности АЦП 10 бит дискретность АЦП составляет примерно 4.9 мВ. Значит, резисторы надо выбрать так, чтобы при изменении DAC0 сигнал на входе АЦП сдвинyлся примерно на 0.62 мВ. 3. Как получить результат от "разогнанного АЦП" - понятно? По шагам: 3.1. Устанавливаем DAC2=0, DAC1=0, DAC0=0. Делаем АЦП преобразование, результат заносим в 16-битную переменную Х. 3.2. Устанавливаем DAC2=0, DAC1=0, DAC0=1. Делаем АЦП преобразование, результат прибавляем к 16-битной переменной Х. 3.3. Устанавливаем DAC2=0, DAC1=1, DAC0=0. Делаем АЦП преобразование, результат прибавляем к 16-битной переменной Х. ... 3.8. Устанавливаем DAC2=1, DAC1=1, DAC0=1. Делаем АЦП преобразование, результат прибавляем к 16-битной переменной Х. Если АЦП 10-битный, в переменной Х получился 13-битный результат. 4. Как сделать псевдо-фильтр Калмана (или максимально упрощенный tracking g-h filter, если угодно) - понятно? 4.1. При инициализации делаем первое АЦП-преобразование (как в п.3), умножаем результат X на 8 (т.е. сдвигаем 13-битный результат X на 3 разряда влево (X << 3)) и запоминаем в 16-битной переменной Т. То есть, "вес" переменной Т в восемь раз больше, чем "вес" одного измерения X. 4.2. Все последующие результаты X, полученные от АЦП п.3, добавляем к Т без сдвига, предварительно вычтя из T одну восьмую. Одна восьмaя получается, если T сдвинуть вправо на 3 разряда. На cи это выглядит так: T = T - (T >> 3) + X; Естественно, чтобы успевать отследить колебания температуры, измерения надо теперь делать в несколько раз чаще.

Напрасно вы носитесь с этими задержками, как с писаной торбой. Да, они есть, однако при длительности импульсов в десятки и сотни миллисекунд, задержки фронтов в единицы-десятки микросекунд ни на что не влияют и не заслуживают ровно никакого внимания. Учитесь отделять важное от второстепенного и незначительного. А важным в данном контексте является спектр выходного сигнала. Вопреки вашим голословным уверениям, оказалось, что он все-таки сильно зависит от наличия/отсутствия фильтрующей RC-цепочки в затворе.

(кросс-пост в http://www.microchip.su/) При измерении температуры, поскольку она меняется медленно, возможны всякие красивые трюки и фокусы. Во-первых, можно легко и просто увеличить эквивалентную разрядность АЦП, тем самым увеличив разрешение. В "общем виде" для этого ко входному сигналу надо подмешать ма-аленькую долю сигнала от некого ЦАП-чика, а потом проделать серию A/D преобразований, последовательно увеличивая сигнал на выходе ЦАП-а и суммируя результат. Например, если АЦП 8-битный, и в наличии есть 3-битный ЦАП, то разрядность АЦП можно увеличить до 11 бит, если сигнал с выхода ЦАПа подмешать на вход АЦП с такой пропорции, чтобы 1 шаг ЦАП-а соответствовал 1/8 от одного шага АЦП. В случае с NTC этот фокус производится при помощи 3 резисторов с дискретных выходов мелкоконтроллера на вход АЦП. Вернее, при помощи 5 высокоомных резисторов одного номинала: старший разряд - два резистора в параллель, средний разряд - один резистор, младший разряд - два резистора последовательно. Конечно, величина пропорции подмешивания в каждый момент отчасти зависит от величины сопротивления NTC, т.е. от температуры. Поэтому разогнать до 11 бит во всем диапазоне не получится, но примерно 10-битное разрешение вытягивается без проблем. У меня такой "разогнанный" термометр чувствувал, когда я подносил к термистору руку на расстояние ~20 см. Во-вторых, после того, как разрядность АЦП разогнана до такого уровня, что младшие разряды становятся просто шумом (это важно, чтобы они шумели, иначе не выйдет), дальнейшее увеличение разрядности практически бесплатно получается за счет использования предельно упрощенного варианта фильтра Калмана, т.е. рекурсивного фильтра, который при смешном минимуме задействованных ресурсов обеспечит такой же результат, как метод наименьших квадратов. Если "на пальцах", то сделать можно так (как вариант). - Измеряете температуру "разогнанным" (шумным) АЦП, получившееся значение обозначим X (что есть сумма 8 последовательных измерений при пошаговом нарастании кода на выходе 3-битного псевдо-ЦАПа) - Измеренному значению X верите не безоговорочно, а чуть-чуть, скажем всего на 1/16. То есть, текущее значение температуры вычисляете так: T = T - T/16 + X Понятно, что самое первое значение 11-битной температуры загоняете в 16-битную переменную напрямую: T = X*16, или, если на си, то T = (X << 4); А все последующие уже вычисляете по "недоверчивой" формуле T = T - (T >> 4) + X; В сумме у вас получится примерно 14-битное разрешение на 8-битном АЦП. Вуаля!

:bb-offtopic: Ну так сошлитесь на источник, который представляется авторитетным вам. Пока что все ваши утверждения были удивительно голословны. А пока не приведете источник, я буду продолжать придерживаться правил русского языка и не стану менять сложившегося у меня убеждения, что написание обращения "вы" с большой буквы, столь распространившееся в последние годы, имеет обоснование категории "миллионы леммингов не могут ошибаться". :cranky:

Результаты прогона на spice-e каскада на транзисторе IRLL014, который гораздо более подходит под задачу. Сопротивление последовательно с затвором 1к, сопротивление нагрузки 100 Ом, управляющие импульсы амплитудой 5В частотой 5 кГц (меандр), питание нагрузки 12В. Без дополнительной емкости в цепи затвора длительность падающего фронта вых.сигнала равна примерно 0.6 мкс, длительность нарастающего фронта примерно 1.2 мкс, спектр вых. сигнала показан на рисунке внизу красной линией. При добавлении конденсатора 22 нФ между затвором и истоком, длительность падающего фронта вых. сигнала выросла до примерно 2.6 мкс, длительность нарастающего фронта увеличилась до примерно 5 мкс, спектр вых.сигнала показан на рис. внизу зеленой линией. То есть, с кондером помех будет излучаться примерно на 20 дБ меньше. Можно подавить высшие гармоники вых.спектра еще больше, если увеличить линейность каскада. Для этого можно последовательно с истоком включить резистор величиной несколько ом. Поскольку пороговое напряжение IRLL014 весьма низкое (это Logic-Level Gate Drive MOSFET, какой, собственно, и должен применяться в таком каскаде, управляемом от 5В логики), то небольшое дополнительное падение напряжения (в пределах до вольта) на этом резисторе никак не повлияет на работоспособность каскада. Спектр вых. сигнала в случае, когда (вдобавок к кондеру с затвора на землю) в исток добавлен резистор 6.8 Ома, показан синим цветом. Имея такой резистор в истоке, логично было бы добавить npn транзистор и получить драйвер c защитой от к.з. нагрузки