rloc
-
Постов
3 249 -
Зарегистрирован
-
Победитель дней
14
Сообщения, опубликованные rloc
-
-
Для приборных синтезаторов уровень ПСС минус 80-70 - норма. Причём с течением времени эта цифра почти не меняется. С чем это связано? Проблемы с подавлением или отсутствие целесообразности в достижении уровей минус 110-100?
Любой производитель обязан гарантировать уровень ПСС во всем диапазоне своего прибора. Если написать 100-110 дБ, представляете сколько времени уйдет на измерение? Чтобы ускорить этот процесс можно конечно свипировать скачками, с промежуточным преобразованием Фурье, но тогда мы упираемся в SFDR АЦП, а оно тоже на сегодняшний день не очень высокое на больших промежуточных частотах.
-
phantom пропускайте мимо ушей лишнее, эмоции только мешают.
Для затравки даю Вам статейку, в конце которой есть примерный вариант малошумящего дискретного LDO. Мне эта схемка нравится своей простотой, низкой стоимостью и стабильностью, но в ней к сожалению не расписана методика выбора номиналов и не хватает пары дискретных элементов для практической реализации. Если будут какие-то сложности с расчетом или выбором элементов, задавайте вопросы, оптимизируем по уровню шума.
-
Вообще из низковольтных adp150 неплох, но он не для 15В
В pdf на ADP151 написано, как использовать на более высокие напряжения (кстати там ошибка в формуле на рис. 33). Шумы действительно низкие (проверял на SSA), но очень сильно зависят от ESR/ESL емкостей и компоновки на печатной плате. Диапазон входного напряжения можно расширить тем же LM317, предварительно понизив напряжение до 16В.
рекордсмен из мне известных HMC860LP3E - 1.5мкВ от 10Гц до 100кГц, к сожалению тоже не для 15ВЕсли закрыть глаза на эквивалентное выходное сопротивление, то нужно переходить на дискретный вариант: и шумы можно получить ниже 1мкВ и проблем со стабильностью нет. Как самый простейший вариант - всеми любимый транзисторный фильтр.
-
В документации указывают, что на тактовой 1ГГц на выходе можно получить 403 МГц с уровнем побочных спектральных составляющих -50Дб. На практике при этих параметрах получилось другое.. :)
Для начала нужно выяснить:
1) какой чистоты (по спурам) тактовый сигнал (внутренний и внешний) и каким образом он подается на DDS
2) схема выходной части, фильтрации и усиления
3) конструкция ПП, разделение земель, фильтрация по питанию, ЭМ экранирование цифровой части от аналоговой и от схемы тактирования
Чем точнее напишите, тем проще будет искать проблему.
Ситуация улучшается с уменьшением частоты, более менее приемлемые параметры получаю при Fout=300МГц (ниже лучше)Какой уровень спур на этой частоте получается?
-
Думал, что дискуссия закончена, и уже как бы попрощался, но вот интересный Ваш вопрос о шумах.
Я попытался построить график зависимости уровня фазового шума от частоты и не обнаружил на нем характерной полочки от шумов фазового детектора. Это несколько сбило меня с толку, пока не увидел вышеуказанное несоответствие. Т.е. делать какие-то выводы очень рано.
Чувствую у Вас есть огромное желание продолжать совершенствовать как саму идею, так и макет. Тему можно не спеша развивать по мере появления новых вариантов решений или вопросов от участников форума.
Сколько слоев печать была?
-
Vitaly_K, сразу даже и не обратил внимание, у Вас шумы при ближних отстройках получились хуже чем у ГУНа:
______1kHz____10kHz____100kHz____1MHz
VCO__-70dBc__-95dBc___-117dBc___-137dBc
Syn__-70dBc___-90dBc___-105dBc___-130dBc
-
Согласен, что шумы большие, далеко до опорного генератора. Потому и нужна заказная интегральная схема, на ПЛИС ничего хорошего не получить.
Согласитесь, что если привести на одном графике вклад каждой части схемы (желательно измеренный) в общий уровень шума, легче будет доказать производителю чипов необходимость интегрального исполнения.
Экспериментируя несколько лет назад с R-ladder преобразователями, я выносил из FPGA выходные триггеры в отдельную микросхему на PECL логике с отдельным тактированием, тщательно выравнивал по длине все линии и делал электромагнитное моделирование с целью оптимизации суммирования на резисторах.
-
В предлагаемом варианте нет деления частоты в петле, сравнение фаз производится на неравных частотах, из-за чего опорная частота может быть выбрана на столько высокой, на сколько позволяет интегральная технология. Из-за этого и получается выигрыш по спурам и быстродействию.
Этот момент не совсем понятен, частоты может и неравные, но частота работы отдельно взятого триггера ФД определяется частотой прихода импульса на вход S. Чтобы уменьшить суммарный шум ФД, состоящего из К триггеров, необходимо, чтобы полезные парциальные составляющие сигнала ошибки складывались когерентно (т.е. пропорционально K), а шумовые парциальные составляющие - случайно (т.е. пропорционально квадратному корню из K), что без моделирования не так тривиально.
Очень хорошим заключением второй части статьи могло бы быть подтверждение факта отсутствия деления в петле (за вычетом шумов из-за вынужденного деления в макете частоты ГУНа на 2 и 8/9).
-
Вы приводите картинки улучшенных Вами спектров, а где исходные? Нельзя ли рядом, для наглядности, привести два случая: ДО и ПОСЛЕ? И почему всё это при широком спане? Вблизи несущей там ведь тоже что-то просматривается, но слишком спрессовано по оси частот, чтобы понять, что это такое.
ДО был пост 76, ПОСЛЕ - пост 85 + 92. Как появится время проведу измерения в еще более узком спане, чем 10 МГц.
И ещё такой вопрос. Ведь закон сохранения энергии ещё никто пока не отменял. Куда деваются спуры? В Frac-N c DSM они отбрасываются в сторону от несущей и потому могут быть отфильтрованы. А что происходит здесь? Не получается ли так, что они распыляются в широком спектре, поднимая общий уровень шума?Все правильно, законы никто не отменял, спуры в моем случае действительно просто размазывались с небольшим подъемом среднего уровня шума, но не более чем в пределах шумов квантования 14-разрядной сетки ЦАП.
Как я уже писал, можно использовать "quantization noise shaping" на основе сигма дельта модуляции и на классическом ЦАП повысить SNR до эквивалентной разрядности 16 бит и более с пропорциональным сужением рабочей полосы (результаты не приводил). Оставшиеся единичные спуры носили уже регулярный предсказуемый характер и определялись недостаточным качеством фильтрации тактового сигнала (пролазы шли на внутренних слоях ПП). При желании их можно подавить табличным способом (или по формуле), как это делается в AD9912.
-
Не сомневаюсь, что такой DAC даст какой-то выигрыш, не зря же солидные специалисты над этим работали и наверняка большие деньги при этом потратили.
Вопрос не в том, что они сделали лучше и не в том кто сколько денег потратил, сама идея одинаковая, и будь то PDS или схема на основе "bandpass modulator", при одинаковых технологиях результаты будут получаться одинакового порядка и одинакового уровня сложности.
Мне уже поздно этим заниматься, стар я для этого. Могу предложить Вам поучаствовать в доработке идеи PDS. Но работать только под «интерес», т.е. в надежде на то, что, возможно, когда-то, кем-то и где-то это будет внедрено и оплачено. Т.е. по «классике» - сначала «стулья», а деньги потом.Прошу прощения, не тот возраст у меня, чтобы критиковать. Очень много всяких схем перепробовал на основе сигма дельта модуляции с использованием R-ladder , результаты получались очень неплохие и все в основном на голом энтузиазме. Вчера, задав в строке поиска IEEE документов несколько ключевых слов, получил в ответ около 5000 документов, и думаю еще десятикратно больше будет придумано. К сожалению у меня тоже нет возможности в интегральном исполнении реализовать свои идеи, а без этого развивать эту тематику очень сложно. К тому же применение классических высокоскоростных ЦАП последних лет с добавлением некоторых технологий дает очень хорошие результаты (приводил недавно в другой теме). Работодатель сейчас от меня требует какие-то определенные сроки, поэтому иду по пути наименьшего сопротивления - разрабатываю далеко не самые идеальные по всем характеристикам устройства и по возможности применяю покупные модули.
-
Критика это хорошо, но хотелось бы поконкретней. Пожалуйста, назовите вполне определённую модель синтезатора частоты, с которым можно было бы провести сравнение.
Приведу один из удачных вариантов реализации "Tunable Bandpass DAC", который можно использовать в следующих вариантах:
1) в качестве ДПКД в обратной петле или источника опорной частоты ФАПЧ синтезатора
2) формирователь модулированного сигнала на фиксированной частоте с фильтрацией на ПАВ
3) формирователь ФМ сигнала на перестраиваемой частоте с фильтрацией в кольце ФАПЧ
A 2-GS/s 3-bit dS-Modulated DAC With Tunable Bandpass Mismatch Shaping
-
Это структура простого, однопетлевого синтезатора, которая, будучи воплощённой в интегральном чипе, могла бы, как мне кажется, в ряде областей применения конкурировать со сложными многопетлевыми системами.
Хотелось бы навести немного критики.
В первой части статьи очень слабо освещены уже существующие наработки и соответственно небольшой список литературы. На мой взгляд технологии, встречающиеся в различной литературе под названиями "Bandpass sigma-delta modulator" или "Tunable sigma-delta modulator" в сочетании с "Multibit" и "DDS", имееют более универсальное применение при таких же характеристиках SFDR, уровня шума в рассматриваемой полосе и центральной частоте, к тому же многие из них имеют практическую реализацию в интегральном исполнении, чаще для внутреннего применения. Также хочется отметить, что при использовании технологии "Quantization noise shaping", на классических DAC (даже с разрядностью 8 бит) можно получить очень неплохие характеристики.
С точки зрения практической реализации рассматриваемой схемы, я бы добавил в выходном каскаде перед резисторами DAC меширующий мультиплексор для лучшей рандомизации выходного сигнала.
-
Я вроде давал ссылку на эту статью - дает достаточно пищи для размышлений.
Книжка конечно интересная, но не могу найти нигде сведений о значениях комплексного входного и выходного сопротивления на соответствующих гармониках, хотя бы для входных частот 100, 200, 250 МГц при разных bias. Недавно я занимался согласованием мощных усилителей класс-С, задача не из легких, но решаемая. Для усилителей вполне достаточно было согласовать до 3-ей гармоники, для NLTL предположительно и 5 гармоник хватит, далее уровень сильно падает и возможно отраженные гармоники не так сильно влиять будут. Появилось желание поэкспериментировать самому, благо есть возможность измерить сопротивления, остался только вопрос через кого достать в России Picosecond?
Хоум мейд умножитель на нелинейной линии передачи - это интересно и просто (смайлик)Это что за зверь?
-
Господин rloc занимался MM$IM101, на остальное времени не хватило.
-
На ближние отстройки, обычно, не смотрят или я не в курсе возможных применений. По крайней мере, пока не втречал крутых требований. Если кто может, просветите - есть потребность?
Ну как же, еще какая потребность, радиолокация например, при доплеровском сдвиге 100-1000 Гц частенько не хватает динамики для селекции целей.
-
Кстати, открыл записи измерений магических кристаллов - шумовой пол на уровне -175 дБс/Hz, хотя фликкер и не самый лучший, зато цена далеко не 200 тыс. Попадались экземпляры и с более низким полом, выходной уровень всего 10 дБм и потребление маленькое, т.е. есть еще потенциал для раскачки мощности.
-
Off.. Для любителей экзотики: Chip scale atomic clock.
Еще один убедительный пример, что высокая стабильность не есть показатель хороших фазовых шумов. Хуже чем -140 dBc/Hz на 100 kHz не встречал даже у дешевых китайских XO
-
В Picosecond тоже люди работают:
Where 177dBm is the thermal noise of a 50ohm resistor
Явно речь не о напряжении была, ну не упрекать же их за это.
-
Тепловая полка для данного выходного уровня это -177 дБ/Гц +20 дБ = -157 дБ/Гц.
А не -174 дБм была 50-омная шумовая полка?
Поэтому часто в спектроанализаторе используется несколько петель коммутируемых в зависимости от спана (узкая на широком, широкая на узком).Примерно также и в PXA задумано, три настройки петли обратной связи:
1) Best Close-In Ф Noise (offset < 140 kHz)
2) Best Wide-Offset Ф Noise (offset > 160 kHz)
3) Fast Tuning
При этом если использовать ФАПЧ (а не прямой синтез), то ”в ядре” уходить, скорее всего, следует ещё выше вверх, а не вниз. Имеется ввиду не сам ГУН, а умножитель в петле ФАПЧ. Если использовать умножитель в петле, а не делитель, то шумы детектора и др. элементов (кроме опоры, конечно) будут улучшатся, а не деградировать по тому же 20logN закону. ”Мелочь”, но приятно:).Почему-то раньше и мысль не приходила умножать обратную петлю. Интересный вариант. В QuickSyn такая же реализация?
-
Это был самый простой случай, т.е. когда сама опора достаточно чистая, нет никаких других пролазов (по питанию, по печати и т.д.), иначе будут еще дополнительные составляющие и их комбинации с Fс и Fоп.
-
ММ в догонку вопрос - насколько близко будут палки? и какова природа их возникновения? Почему возникают паразиты при перестройке? (если я правильно понял Dr.Drew).
Природа палок в Вашем случае будет вычисляется:
Fпалки = +-n*Fоп +- m*Fc
n, m = 0, 1, 2, 3 ... (отрицательные частоты можете выкинуть из рассмотрения)
Fc - частота сигнала в первой полосе Найквиста, т.е. в Вашем случае 250 МГц
Амплитуды палок будут зависеть от выбранного DDS и конкретной реализации схемы. Чем выше по частоте будете забираться, тем больше будет уровень и количество палок.
С точки зрения шумов, DDS можно рассматривать как дробный делитель опорной частоты с уровнем шума, уменьшающимся по закону 20*log(Fоп/Fс) дБ, т.е. для Вашего случая на 20*log(1000/750) = 2.5 дБ меньше шумов опоры.
-
Если Вы будете наблюдать на Вашем PXA, предположим, сигнал с уровнем 0 дБм и ФШ -145 дБн/Гц (допустим, что цифровые фильтры у PXA идеальные: 1Гц имеет динамику за 150 дБ, что не факт), то реальный шум при Ref Level 0дБм, аттенюаторе 10 дБ и RBW 1 Гц в лучшем случае будет лежать на уровне -138 дБ от верха экрана (а не 148 дБ). Ведь маркер, когда пишет дБм/Гц, учитывает и аттенюатор.
Тоже приношу извинения, по-умолчанию стояло усреднение LogPwr, надо было Pwr(RMS), поэтому результаты получились несколько лучше. Поставил 20 дБм/дел, центральная частота 1 ГГц:
1) Ref = 0 дБм (min att = 10 дБ) шум = -146.5 дБм при полосе 1 Гц и ровно на 10 дБ увеличивается с 10-кратным увеличением полосы
2) Ref = -4 дБм (min att = 6 дБ) шум = -150.5 дБм при полосе 1 Гц и также меняется с увеличением полосы
3) Ref = -10 дБм (min att = 6 дБ и меньше сделать нельзя) шум такой же как в пунке 2
По вопросу уменьшения аттенюатора до уровню 0 дБ, буду разбираться.
-
есть опора с шумом -176 дБн/Гц @10кГц на 100 МГц, ее подаем на умножитель NLTL-типа, берем гармонику 5 ГГц, которая имеет амплитуду -20 дБм.
Вы приводили сравнительные графики ФШ, уточните пожалуйста какой тип NLTL и SRD брали для сравнения, чем фильтровали и как согласовывали?
Я так понимаю опора с шумом -176 дБн/Гц своя?
К примеру, получить в general-purpose анализаторе шумовую дорожку для определенного ref level (и, соответственно, определенного значения входного аттенюатора) ниже, чем -145дБм/Гц невозможно. Следовательно, если гетеродин имеет, скажем, те же -145 дБн/Гц, то анализатор в лучшем случае (например, при опорном уровне 0 дБм и выключенном аттенюаторе, что, кстати, многие (FSU, PSA) сделать не дают) отобразит -142 дБн/Гц.У PXA на частоте 1ГГц при Ref = -4 дБм (аттенюатор действительно ниже 6 дБ не опускается и не отключается) шумовой пол составляет -152 дБм/Гц, при включенном режиме NFE -157 дБм/Гц (усилитель выключен), при Ref = 0 дБм -148дБм/Гц и -154 дБм/Гц соответственно (аттенюатор = 10 дБ)
-
Чего тут примечательного-то? Пяццот лет уже так делают.
Шумы этого стаба практически полностью определяются шумами стабилитрона опоры. Т.е. нормальная опора шумела бы в разы меньше. Дык, это ж хаент! Там свои понятки. Чем больше дискрета - тем "лучше".
Стабилитрон хорошо фильтруется конденсатором, в этой схеме шумы определяются в основном усилителем.
Я в схемах малошумящих СВЧ умножителей, усилителей и генераторов на основе ФАПЧ использую стабилизаторы только на одних дискретных элементах, потому как в интегральном исполнении к сожалению еще не придумали LDO с шумами лучше 1 мкВ (СКО) в полосе частот 10 Гц - 100 кГц.
Как построить сверхмалошумящий источник питания?
в Вопросы аналоговой техники
Опубликовано · Пожаловаться
Еще раз заступлюсь в пользу автора.
Такой вопрос уже поднимался, можно обратиться к теме МШУ
А кто сказал, что нельзя эталон отфильтровать, хотя бы теми же самыми RC/LC элементами, как собственно делается сейчас во многих LDO? Одно дело фильтровать 100 мА, другое дело - 1 мА. Автору, как я понял, не безразличны габариты, и ставить конденсатор в 1000 мкФ или более ему не хочется.
Возможно планируется дискретный вариант усилителя с шумами лучше, чем у AD797 или LT1028?
А причем там резисторы? Если речь о резисторе, который стоит после опорника, то его сопротивление несоизмеримо велико с внутренним сопротивлением конденсатора и соответственно тепловые шумы не имеют никакого значения. Остальные резисторы подбираются достаточно малыми по величине, или просто блокируются по переменному напряжению теми же конденсаторами (на схеме не показаны).