Yerd

__Здравствуйте. В голову пришло создать Near Field Request в отверстии. Во вкладке advances выбрать Export fields to ASCII file (*.efe, *.hfe). Таким образом, мы экспортировали электрическое и магнитное поле на отверстии короба в 2 файла. __Далее в новом проекте можно воспользоваться соответствующим источником ближнего поля. Для этого необходимо выбрать Define near field data file structure и импортировать E и H поля. В вашем случае, геометрию в новом файле рисовать не надо, только источник ближнего поля. Задаем частоту и требуем рассчитать поле в дальней зоне. ЗЫ: вложенный файл не открывал.

__Результаты расчета .s2p файла совпали с соответствующей сосредоточенной моделью вентеля после того, как выбрал properties- Model Options- Convolution (needs denser grid) - тут можно выбрать любой пункт. Выбор рекомендуемых Rational Approximation - Fitting to Y Parameters - Use Convolution if not passive или Rational Approximation - Fitting to S Parameters - Use Convolution if not passive приводит к неправильным результатам. При моделировании аттенюатора подобных проблем не заметил. __Результаты расчета отрезка волновода длиной 3 метра похожи на адекватные при выборе properties- Rational Approximation - Fitting to S Parameters - тут можно выбрать любой пункт. При выборе Fitting to Y Parameters или Convolution (needs denser grid) получаются неправдоподобные результаты.

__Я тут экспериментирую с пакетом AWR просто. Хотел немного разобраться с расчетами во временной области. Сейчас пришел к выводу, что мои проблемы с моделированием не связаны с тем, считает ли AWR циркулятор активным или нет. Наверно вопрос можно считать закрытым, хотя понять баг ли это моей версии AWR (11.01) или мое непонимание было бы неплохо. ЗЫ: Модель циркулятора мне не очень нравится тем, что нельзя задавать сопротивление портов R отдельно от потерь S12 и развязки S13. Хотелось бы, чтобы R определял только параметр S11 матрицы рассеяния и не влиял на S12, S13. __Возник еще один вопрос. APLAC TRANS нормально считает циркулятор или вентель в схематике. Но если я экспортирую параметры в .snp файл, а потом импортирую в виде файла с данными и вставляю вместо сосредоточенного элемента (циркулятора или вентеля), то AWR выдает что-то не то. Для примера результаты расчета сосредоточенного вентеля с потерями 6 дБ (выбрал модель попроще, т.к. у нее 2 порта, а не 3 как у циркулятора) __Черная кривая соответствует сигналу на входе вентеля, красная - на выходе. Экспортирую S-параметры вентеля и заменяю его цепью с данными S-параметрами. В итоге, имею __Вопрос в следующем, можно ли как-то добиться того, чтобы результаты для сосредоточенного вентеля и соответствующего массива S-параметров совпали? Заранее благодарен за ответ и за мысли по поводу расчетов с использованием APLAC TRANS. __Снизу прикладываю файлы Isolator.emp Isol__6_100___7x5_9x5__S_param.s3p WG___7x5_9x5__S_param.s2p __Для данного вопроса актуальны рисунки в файле "Isolator.emp", которые начинаются с "1". Рисунок "2__WG_S2p______Time_domain" - это эпюры радиоимпульса на входе и выходе волновода длиной 3 метра. Удельное сопротивление стенок для расчета взял в 20 раз больше, чем у меди. Расчет во временной области смог провести только для импортированного .s2p файла волновода. Рассчитать имеющуюся модель волновода "RWG_TEmn" не вышло (вылетала ошибка).

__На графике изображена функция "PASSIVE", которая принимает положительное или нулевое значение для пассивных цепей и отрицательное для активных. __Предупреждение (Warning) в окне status window также говорит о том, что цепь не пассивная "10:34:23 AM CIRC.xxx : Specified values of parameters LOSS and/or ISOL violated passivity of this model. Please review LOSS, ISOL" __Файл проекта прикладываю (хотя схема, вроде, простая). Circul.emp

__Здравствуйте. Не подскажите, почему Microwave Office считает циркулятор с потерями 0.9 дБ (см. прикрепленный рис) активным элементом? КСВ по входу равен 1, развязка - 20 дБ.

__Можно, если вас интересуют S-параметры. У вас имеется отрезок линии с 2-мя лумпед портами. Если вы построите, например, частотную зависимость S11, то HFSS (в соотв. с определением S-параметров) автоматически будет считать, что второй порт - пассивная нагрузка номиналом 50 Ом (ну или имеющая другой, заданный вами номинал). Обратно, если вы построите S22 от частоты, то 1-й порт- нагрузка. __Если же вас интересуют частотная зависимость Z-параметров (параметры холостого хода), то при расчете, например, Z11 HFSS будет считать (в соотв. с определением Z-параметров), что на втором порту холостой ход. __Можно также нарисовать прямоугольник и задать на нем граничное условие lumped RLC (вместо лумпед порта).

__по идее достаточно. Я бы даже попробовал бы это расстояние уменьшить (раза в 2 как минимум, а лучше в 4). __Взял для примера квадратную апертуру, имеющую Ку 15 дБ (как у вашей спирали). У нее граница дальней зоны - около 1.2 м (см. рисунок ниже). У вашей антенны, по идее дальняя зона примерно там же. __Вы знаете ширину главного лепестка ДН вашей спирали. Проверьте из геометрических соображений, что отраженный от земли лепесток не попадает в главный лепесток ДН спирали. Это позволит уменьшить вклад возможных переотражений от поверхности крыши и других предметов, которые из нее могут торчать. В качестве эталонной антенны (при измерении методом замещения) опять же лучше использовать более направленную антенну (чем вибратор), чтобы она (так же как и спираль) не принимала отражения от крыши и др. предметов на крыше. Ну или как то другими способами бороться с мешающими отражениями. Но, конечно, измерение в БЭК получше будет.... __Оффтоп: решить проверить влияние "залезания" lumped порта на металл на результаты моделирования. Для этого провел расчет. В нем длина порта исходно была равна 1 мм. Далее увеличивал его: 2, 4, 6 мм (залезает на металл на 1, 3, 5 мм). Как оказалось, если отключена галочка deembed, которая предназначена для компенсации индуктивности lumped порта, то результаты от длины порта не зависят. Если же она включена - то чем выше длина порта - тем больше емкостная составляющая импеданса. Связано это, по-видимому, с тем, что индуктивность (которую необходимо скомпенсировать) рассчитывается в HFSS для lumped порта в свободном пространстве. При наложении порта на металл (рассматриваемый случай) эта индуктивность будет ниже. Соответственно, если разработчик уверен в том, что лумпед порт (при данных размерах и частоте) не даст большую индуктивность и, соответственно, галочка deembed не нужна (отключена), то залезание порта на металл не страшно. Такие предварительные выводы. __Ссылка на результаты расчета http://www.imageup.ru/img172/3196241/model-i-rezultaty-rascheta.png.html.

__Не совсем понятно, в чем ошибка. Вроде линии передачи (например, микрополосковую) подобным образом разрешается запитывать с помощью lumped порта..

Ну так вы, по видимому, от результата equation взяли MAG (dB убрали). Возьмите real и получите, что знаки совпадут. У вас одна кривая является модулем другой.

__Когда аналитически находится волновое сопротивление и потери рассматривается сечение волноведущей структуры, а не структура в объеме. То есть решается 2D задача. Это в идеале. Коаксиальный кабель - эта одна из тех геометрий, границы которой удобно описываются в полярной системе координат, и, для которой, по идее, должны существовать точные формулы. В отличие от той же микрополосковой линии - тут чистая TEM мода, а не квази TEM. В отличие от симметричной линии, где центральный полосок имеет конечную ширину. Для коаксиальной линии передачи нет этих трудностей при решении двумерной задачи аналитическими методами __Но вообще (на это обратил внимание Pubzor), я говорил про редактор схем, а не про 3Д ЕМ симулятор. Насчет того, как точно axiem рассчитывает микрополосковые и симметричные линии спорить не буду. К своему стыду им даже не пользовался. __Я про тоже. В АВР видимо нет элемента, в котором потери описываются известными точными формулами. __Просто тот элемент, который я нашел и использовал, позволяет решать более общие задачи. Но в этом, частном простом случае, он, как видно, дает ошибку (не самую маленькую, но не сказать, что большую). __На всякий пожарный акцентирую внимание - меня смутил расчет потерь, а не волнового сопротивления.

__Ну.. это же коаксиал с TEM волной. Что может быть проще-то? Я понимаю использовать 3Д ЕМ симулятор для расчета какой-то действительно сложной структуры (фильтр какой-нибудь или антенна). Плохо, что в АВР нет модели обычного коаксиала. Такого, у которого потери вычисляются автоматом по геометрии, tgD и удельному сопротивлению по известным формулам (повторяюсь). Пришлось использовать именно эту модель с незаземленным внешним проводником. __В книге Сазонова есть аналитические формулы для потерь в коаксиале. По этим все получается более точно. __Рассчитал потери у кабеля rg-405 с помощью нескольких программ: AWR (см. модель выше), txline, HFSS и аналитических формул. На одном из графиков также приведены экспериментальные значения (взяты из технических характеристик кабеля). Возможно кому-нибудь будет интересно. __Вообще началось с того, что я заметил, что программа TXline показывает больно низкие потери и пошло поехало.... Как видно из приведенных графиков результаты расчетов в TXline и с использованием аналитических формул (из книги Сазонова) совпали для случая, когда потери имеются только в диэлектрике. В случае, когда потери имеются только в металле похоже, что TXline дает несколько заниженнные значения.

Offtop: В принципе ведь можно поставить плату FR4 например на какие-нибудь стойки или на пеноматериал, тем самым уменьшив потери. Про размеры вроде ничего не говорилось

__Здравствуйте. Это нормально, что AWR показывает наличие потерь в кабеле: на 5 ГГц около 0.1 дБ на метр. При этом удельное сопротивление металла и тангенс угла потерь равны 0. S11=-30дБ. Пробовал играть внешним диаметром, добился еще лучшего согласования, но S12 особо не уменьшилось. 0.1 дБ с одной стороны не много, но с другой - не сказать, что совсем мало. С потерями в диэлектрике (tgD=0.0004), и в металле (удельное сопротивление для серебра =0.952) получается около 1.8 дБ на метр. ЗЫ: В версии AWR 11.01 не нашел других моделей кабеля, в которых не надо было бы вводить явно потери. Данная модель удобна тем, что потери считаются автоматом по величинам tgD, удельного сопротивления металла и диаметрам.

__Ну.. точное знание параметров материала - это отдельный разговор. Как-то давно один знакомый столкнулся с анизотропией материала роджерс, из-за которой у него развалились фильтры. В итоге, введя анизотропию в модель, за несколько итераций (несколько раз заказывал платы), ему удалось, их настроить. __Вообще, о материалах, которые можно использовать в СВЧ технике можно было бы создать отдельную ветку. И это не только те материалы, которые позиционируются как СВЧ. Это могут быть пластики, лаки, пенополистирол и т д. Клеи часто не нормируются по величине диэлектрической проницаемости и тангенса угла диэлектрических потерь. Или бывает так, что нормируются, но на низкой частоте. Пусть, например, tg(delta)=0.0008 на частоте 1 кГц. Означает ли это, что он будет таким же низким на высокой частоте? __В общем, как то так. __Возвращаясь к теме, я хотел дополнить список программ расчета волнового сопротивления линий и не более того.

Сюда можно добавить 1) MWI-2017 Microwave Impedance Calculator от Rodgers. Правда у меня почему-то эта программа только на одном компьютере хорошо работала, на остальных глючила, отказывалась считать. 2) Ansys HFSS. Ну.. о возможности считать параметры линий передач в этой программе многие знают. Ставим волновой порт, устанавливаем галочку "solve ports only" и в путь

__Тоже напрягает то, что в версии для печати не видна вся ветка. Была бы здорово, если бы где-нибудь (сверху или снизу) были бы номера страниц, чтобы их можно было перелистывать. В версии для печати страниц было бы намного меньше (так как постов на каждой странице умещается больше). Просто бывает полезно воспользоваться поиском по "версии для печати" очень длинной ветки. А тут- не получается.

__Вы говорите про выполнение рисунка механическим способом. А я говорил про травление (надо было акцентировать внимание в предыдущем посте). __Кстати, интересный прибор lpkf h100. С какой точностью можно вырезать контур платы на "lpkf h100"? Неужели в районе "Resolution (X/Y) 0,25 μm"(взял из технических характеристик). Смущает, что изготовители предлагают точность мехобработки контура в районе плюс минус 0,25 мм. Хотелось бы поточнее.

__Насчет печатных плат... Специалисты изготовителей говорили, что точность выполнения рисунка на плате примерно равна 1,5 толщины фольги (кое-где обещали 1 толщину фольги). То есть, чем тоньше фольга - тем выше точность. в принципе вы можете уточнить это тут Форум разработчиков электроники ELECTRONIX.ru > Печатные платы (PCB) > Изготовление ПП - PCB manufacturing

__Здравствуйте. Возник вопрос по полигону (polygon) и заливке (copper pour). Представьте мне нужно сделать металлизацию на плате в виде некоторого многоугольника. Если я сделаю его с помощью copper pour, то у него будут скруглены углы. Насколько я помню, Резонит советует делать line width=0,2 мм (в свойствах copper pour). Соответственно, радиус скругления будет 0,1 мм. __Если я сделаю тот же многоугольник с помощью полигона, будут ли подобные скругления углов у изготовленной платы? __Заранее благодарен...

__Спасибо за ответ!

__Спасибо за ответ. Примерно так я это и представлял... Правильно я понимаю, что на приложенном ранее мною рисунке (см. Сообщение #6 ) в таблице указана именно эта дополнительно осаждаемая медь (выделена оранжевым). Т.е. суммарная толщина будет равна 35+18=53 мкм. И, соответственно, в разделе Технологии производства печатных плат__ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ВОЗМОЖНОСТИ на сайте Резонита мне нужно смотреть таблицу для толщины, которая близка к 53 мкм. __Насчет сверления на глубину. Пусть необходимо выполнить глухое отверстие диаметром 0,8 мм в ядре толщиной 0,508 мм (rodgers). Какова будет длина режущей части сверла? Каков допуск на глубину сверления? (см. рисунок из статьи А.Чернышова). Не нашел такой информации на сайте резонита (плохо искал??)... __ЗЫ: Возникающее металлизированное коническое углубление во внутреннем слое (за счет конической режущей части), хотя и не приводит к короткому замыканию - является неоднородностью. Вопрос только в том, можно ли им пренебречь или его нужно учитывать.. Но это другой вопрос..

Признаюсь честно, я не очень хорошо разбираюсь в теме. Изначально у меня в голове была следующая картина. При выполнении металлизированных отверстий всегда происходит осаждение меди. Т. е. выполняем отверстия на каждом из двух ядер и имеем +20 мкм для каждого слоя металлизации на ядре (слои top, int 1 и int 2, bottom). Потом делаем сквозные металлизированные отверстия через всю 4-слойную плату. И осаждается еще по 20 мкм снизу(слой bottom) и сверху (слой top). В итоге имеем(при базовой толщине фольги 18 мкм) 18+20+20 верхний слой 18+20 18+20 18+20+20 нижний слой Где- то в моих (не очень профессиональных) рассуждениях кроется ошибка. Хотел бы узнать- где. Вопрос, по-видимому, нубский. МБ надо было задать его в другой ветке (что-нибудь типа "Вопросы новичков").

__Здравствуйте. Интересует следующий вопрос. Пусть, например, 4-слойная печатная плата изготавливается методом попарного прессования (приложил рисунок с сайта резонита). При выполнении сквозных металлизированных отверстий в МПП, как вы и сказали, "проводники неминуемо покрываются гальванической медью". Правильно ли я понимаю, что при выполнении глухих отверстий такого осаждения меди не происходит? И, соответственно, толщина металлизации на внутренних слоях будет равна базовой толщине меди. __Не могли бы вы вкратце обьяснить (или дать ссылку на ответ), почему так происходит.

Не.. ну перечислять в требованиях все до единого ГОСТы, которые должен знать претендент на данную должность, тоже не правильно. Слишком длинно будет... Работодатель походу уже свалил давно.

А вы не могли бы закинуть эту програмку на какой-нибудь файлообменник. Хотел бы с ней ознакомится. Поиск через гугл результатов не дал- найти ссылку на скачивание не получилось. Нашел только описание.