Dmil

Да, верно, просто экспериментировал, и не то написал, а когда заметил, отредактировать уже было нельзя. В общем, нашел как решается задача. Просто оказалось, что решений может быть несколько, а книжка, из которой брался пример, показывает только одно, отсюда и возникло затруднение.

Пробую рассчитать прототип double terminated LC ladder filter. Процедура включает сначала расчёт отражения p(s) * p(-s), затем надо зная этот полином получить p(s). Предлагается найти корни полинома, взять лежащие в левой полуплоскости и из них собрать p(s). И вот тут возникает проблема, связанная видимо с особенностью либо расположения корней, либо с алгоритмами поиска корней. Пример: p(s) p(-s) = -s^6 + 0.36. Ожидается результат: (s^3 + 0.6) (-s^3 + 0.6), отсюда p(s) = s^3 + 0.6 Пробуем в Octave: pp = [0.36 0 0 0 0 0 -1]; r = roots( pp ) -1.1856 + 0i -0.5928 + 1.0268i -0.5928 - 1.0268i 0.5928 + 1.0268i 0.5928 - 1.0268i 1.1856 + 0i p = poly( [r(1) r(2) r(3)] ) p = 1.0000 2.3713 2.8114 1.6667 Пробовал другой метод поиска корней, Laguerre, корни немного другие, но всё равно результирующий полином также неправильный. Как можно решить данную задачу?

Примерно на такой похоже. Значения читать справа-налево.

Столкнулся с разной информацией по расчёту демпфирования входного LC фильтра 1) Damping of Power-Converter Front-End Averaging Filters https://www.eetimes.com/damping-of-power-converter-front-end-averaging-filters/ 2) Input Filter Design for Switching Power Supplies http://www.ti.com/lit/an/snva538/snva538.pdf 3) Optimal Single Resistor Damping of Input Filters, Robert W. Erickson http://ecee.colorado.edu/~rwe/papers/APEC99.pdf Chris Basso, Input Filter Interactions with Switching Regulators, APEC seminar 2017.pdf https://cbasso.pagesperso-orange.fr/Downloads/PPTs/Chris%20Basso%20APEC%20seminar%202017.pdf Оба ссылаются на: R. D. Middlebrook, “Input Filter Considerations in Design and Application of Switching Regulators,” IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 1976 Record, pp. 366-382. Правильный расчёт это 3). Работу, на которую все ссылаются, нигде в интернете не найти, поэтому выкладываю её скан. 1) и 2) судя по всему минимизируют пик модуля функции передачи, а не модуля импеданса, и в 2) напутано с формулами. Design Techniques for Preventing Input Filter Oscillations in Switched-Mode Regulators.pdf

У меня сложилось такое понимание. Имеем конвертер 1, который нагружен на конвертер 2 (или несколько конверторов). Так как выходное напряжение конвертора 1 постоянно, отрицательным дифференциальным входным импедансом вторичного конвертора можно пренебречь для случая когда модуль выходного импеданса конвертора 1 много меньше модуля входного импеданса конвертора 2. У охваченного ОС конвертора при фиксированном входном напряжении входной импеданс можно оценивать как постоянный в диапазоне частот и равный Uвх/Iвх. Для конвертора 1 наибольшее значение модуля выходного импеданса можно оценить как значение на частоте единичного усиления разомкнутого контура. Таким образом получается, что нет необходимости строить кривые во всем диапазоне частот и достаточно оценить входное сопротивление 2-го конвертора и модуль импеданса выходного конденсатора 1-го конвертора на crossover frequency. Разбор вопроса можно посмотреть тут.

На стр.2 вправо вверху указана формула апроксимации как -Vo/Io для моделирования нагрузки при расчёте стабильности при нагрузке на конверторы, только и всего. Разве это как-то противоречит вышеописанному? В целом, наверно да, можно попробовать сделать возможность задать отрицательную нагрузку конвертору, чтобы просчитать такой случай, спасибо за наводку по улучшению. Если будет время для этого или будет практическая необходмость, попробую сделать.

Так вы это отрицательное сопротивление и получите посчитав или промоделировав как ранее описывал. Если вы делали моделирование как-то по-другому, поделитесь, пожалуйста.

В моём понимании входной импеданс интересен для построения входного LC фильтра, чтобы избежать осцилляций. А его расчёт всё равно делается под максимально возможное демпфирование. А при моделировании вроде бы вполне достаточно описать вход конвертера как управляемый напряжением источник тока описываемый формулой Pout/Vout. Вам в каких случаях это требовалось?

За критику спасибо :) 1) Мне был нужен только режим непрерывных токов. Продумывалось сделать регуляторы: входное напряжение и ток нагрузки, и считать режимы и кривые исходя из их положения. Вывести уравнения для CCM было с непривычки непросто и времязатратно. Тратить время на вывод уравнений для DCM пока не хочется. Готовые видел не для всех вариантов, да и те надо перепроверять. 2) Не знаком с этим режимом и его особенностями :) 3) Да, это было бы полезно. Но входной импеданс наверно всё же не так важен, ведь его можно оценить как отношение изменения напряжения к изменению потребляемого тока, а эта информация специально выведена около терминала входного напряжения.

Не очень, потому что "ΔIripple.max, %" и получается длинновато, и потому что у схем типа SEPIC их 2.

К сожалению, L так не написать, а l смотрится плохо. пока заменил на "ΔIind1.max, %" и "ΔIind2.max, %".

Ну так глаз замыливается, и для этого и нужен взгляд со стороны :) Есть предложения как назвать коротко и понятно? По идее это "Inductor Current Ripple".

Так, кажется понял в чем проблема с пульсациями: неудачное название параметра в панели ввода. Соглашусь, но как назвать лучше?

Нет конечно. Задаётся ток пульсаций дросселя, на основании этого значения расчитывается его индуктивность. Никак, пытаюсь понять что вам непонятно. Симуляция показывает, что параметры рассчитанной и просимулированной схемы достаточно похожи. Расчет функции контроль-выход силового модуля по другим формулам дал аналогичный результат.

Может, мы друг друга не понимаем в терминологии? Forward - это Buck, но с трансформатором, согласны? Для расчёта дросселя Buck вам надо задать его ток пульсаций, так? Тут тоже самое. Плюс в Forward есть трансформатор. Чтобы посчитать индуктивность его первичной обмотки, задаётся ток магнетизации. Судя по картинке, это Current Mode, и виден пик на половинной частоте, он же дает фазовый сдвиг. (на другую схему посмотрел, поэтому ошибочно написал 150 кГц ранее) Заменил свои формулы формулами из TI SLVUBB4A, 11.2.6, получил такую же АЧХ и ФЧХ.

Для расчета дросселя необходимо знать уровень пульсаций тока. Всё абсолютно аналогично buck конвертору. Да, при постоянном выходном токе. Посмотрел в симуляторе для данной схемы, вижу от 11.704В до 11.85В Верно, Vcc и Verr могут быть любыми. Зная их, вы выбираете нагрузочный резистор светодиода и фототранзистора, вводите их, программа перерассчитывает остальные номиналы так, чтобы АЧХ и ФЧХ имели требуемые параметры. На 150 кГц пик из-за компенсации наклона в 55%, вызывающий слом фазы, но перепроверю, спасибо.

Проверил в симуляторе, пульсации тока очень похожи на расчетное значение.

"- что такое дельта Iout.max, %, и как получили дроссель 62мкГн, если не задан коэффциент пульсаций его тока? и проверьте формулу - при 100% пульсации индуктивность должна быть 6мкГн, а при 20% - 30." "Iout.max, %" это пульсации выходного тока. Коэффициент пульсаций судя по картинке задан 20%. Формулы перепроверю, требуется время. Сравнил с результатом от утилиты от TI - совпадает, их утилита показывает при 63мкГн 18.17% "- как получить 120мВ пульсаций на выходе при 50мкФ и 60мОм? Даже если это low esr с сопротивлением хотя бы 20мОм, ёмкость должна быть ну хотя бы 1000мкФ." Пульсации считаются при заданной выходной нагруки для частоты преобразования. То есть показывают минимально допустимую емкость и максимальный ESR. Для обеспечения нужной просадки напряжения при изменении тока нагрузки естественно емкость надо считать по-другому. Для справки после расчета компенсации справа внизу показывается падение напряжения при ступеньке для выбранной ёмкости, так что можно подогнать емкость глядя на это число. "и как обеспечить работу оптопары, если её светодиод запитан от неизвестного Vled через 665кОм, при неизвестных Vcc и Verr" Начальный расчёт выполняется чтобы обеспечить требуемую АЧХ и коэффициент передачи. Далее руками вводятся значения резисторов оптопары, которые расчитываются отдельно. После ввода реальных значений программа перерассчитает другие номиналы, оставив АЧХ такой же. Аналогично, меняя значения других деталей программа будет пересчитывать остальные, стараясь не менять АЧХ. Судя по формуле вы строите график корректора type 2 а не силового каскада.

Ну зачем выдумывать? Вы же видите, что информация о программе подана по-другому. О тех программах, о которых писал вашему журналу, было написано в первую очередь ЗАЧЕМ они написаны. Никто же в здравом уме не будет тратить время на то, чтобы по десятому кругу делать то, что уже сделано другими и можно просто взять и нажать кнопочку для расчёта.

Переписка была с главным редактором

Пару лет назад писал вам о другой своей программе, окончилось ничем.

Для своих нужд написал программу для расчёта компенсации. По функциональности похожа на "Power Stage Designer Tool" от TI. Поддерживается прямой ввод номиналов для быстрой проверки схем. Расчёт для SEPIC, Cuk, ZETA более-менее сходится с реальностью для частот до глитча. Своего Network Analyzer нет и возможности проверить все варианты схем на практике тоже. Так что если у кого есть такая возможность, было бы интересно узнать, на сколько расчёт сходится с реальностью.

Схема делителя емкости в обратной связи выглядит как на рисунке. В этом примере C1 уменьшен в 10 раз делителем R2, R1 10/1. Это также создаёт наклон 2го порядка, 40 дБ/декада примерно через декаду за полюсом C1/10 * Rf.

нет

Ну вы бы хоть вопрос-то прочитали... Не КАК вычислить переходную, а можно ли вычислить переходную характеристику МНОГОКАСКАДНОГО фильтра НАПРЯМУЮ, без интеграла Дюамеля. Иными словами: обратное преобразование Лапласа для функции передачи многокаскадного фильтра не тоже самое, что и сумма обратных преобразований Лапласа для каждого каскада. Можно ли зная коэффициенты каждого каскада всё-таки вычислить переходную характеристику сразу? Можно конечно заранее для всех вариантов каскадирования сделать преобразование, но хотелось бы без этого.