[Nenu 0]

тут больше подойдет согласованная фильтрация...при реализации в лоб это конечно требует неимоверныхъ вычислений..но существует много алгоритмов быстрой сверкти переноса частоты и тд...так что в конечном итоге даже сложный алгоритм можно реализовать при достаточно скромных ресурсах...К слову, на чем планиуете реализовывать?

Согласованная фильтрация в OFDM в 3 кГц? (уточнение, правильно ли я понял:) В приёмнике сформировать цифровые узкополосные фильтры, их кол-во = числу инф. поднесущих, передатчик модулирует бит информации ПСП-тью, ну и после прихода n-го кол-ва символов, которое равно длинне ПСП, посчитать ВКФ, сравнить с порогом; т.е. сделать n, даже можно независимых, фазоманипулированных приёмников...? Такого я не думал... А реализуется на TMS320C54xx, времени на обработку много...

 

А зачем, простите, тактовая подстройка в OFDM?

 

Допустим мы оцифровали сигнал не в том же самом месте, где его выдал ЦАП. Для фазовоманипулированных сигналов - это хреново. Но в случае OFDM получается следующее.

 

Будем считать, что промах delta_t составляет от -0.5*T_s до 0.5*T_s, где T_s - период дискретизации. В случае OFDM мы работаем с сигналом в частотной области. А что означает промах в delta_t в частотной области? По теореме о задержке он означает, что амплтуды поднесущих не изменятся ни на йоту, а к фазе n-ой поднесущей добавится фаза delta_phi_n = n * delta_phi, где delta_phi - одназначно соответствует delta_t по формуле delta_phi = (2 *Pi/N * Fs * delta_t), где N - размер БПФ.

 

Таким образом, для наглядности, если вы передали OFDM символ, в котором все поднесущие имеют одинаковую амплитуду и нулевую фазу, то на приемной стороне вы получите символ с такими же амплитудами, но с фазами закрученными в спираль, при том частота этой спирали будет тем больше, чем больше промах delta_t.

 

Теперь о том, почему не нужна тактовая подстройка. Потому что, у вас есть эквалайзер. Эквалайзер должен как нормировать амплитуду поднесущих к единице (чтобы было возможно использование QAM-созвездий), так и вычитать дополнительные фазы обусловленные тактовым смещением, многолучевостью и прочими источниками внесения дополнительной фазы.

 

В простейшем случае, как, например, в том же WiFi, у вас есть символ, в котором все поднесущие заранее определены с одинаковой амплитудой (но при этом как-то модулированы для снижения пик-фактора). Вы снимаете с них модуляцию и после этого полученные символ в чистом виде представляет собой эквалайзер. Все последующие символы вы просто комплексно делите на эквалайзер. Комплексное деление приводит амплиутды и вычитает фазы. Всё! Не надо никакой тактовой синхронизации.

 

Зато OFDM сигналы гораздо более чувствительны к частотной отстройке и об этом никто почему-то не упомянул. Всё из-за того, что частотная отстройка убивает ортогональность. Классическая проблема "утечки" спектра начинает проявлятся тут в полный рост.

Надо обмозговать, как-то быстро рушатся мои представления, чувствую где-то подвох :)

Конечно если я нахожусь в пределах +-0.5*Ts то это уже пол дела - к этому надо стремится! Но как показывает мой небольшой опыт, по префиксу информация о начале символа такая (сдвиг+доплер+многолучевость), что от греха подальше лучше вообще делать ПФ на несколько отсчётов левее от максимума АКФ, дабы не залесть в соседний символ... Кстати инфа о тактовой подстройке появляется, когда КФ имеет один ярковыраженный пик, т.е. если хотя бы он есть, то уже можно и без тактовой...

[ASN 0]

Nenu

Когда я указывал, что методы синхронизации зависят от применения имел в виду именно то, что объяснил уважаемый nomiscusi применительно к КВ.

В интернете имеется просто огромное количество работ, посвящённых этой теме.

Для сигналов небольшой длительности используют синхронизацию по преамбуле (которая отвечает как за тактовую синхронизацию, так и за компенсацию частотного рассогласования).

Для более длинных сигналов используют автокорреляционную функцию и рассинхронизацию "выбирают" по пилоту(ам).

Иногда методы комбинируют.

Для повышения помехоустойчивости при высоких скоростях обмена использует передачу в блоке информации нескольких пилот-тоном и служебных подканалов (псевдо-пилотов) с различной кратностью модуляции.

Эти псевдо-пилоты имеют значительную большую помехоустойчивость (на порядок и более) и совместно с пилот-каналами используются для точного определения амплитуды и фазы передаваемых символов.

Может реализоваться когерентный или некогерентный приём (разностная модуляция). Но и для последней существуют методы квази-когерентного приёма, основанные на вычисления положения фазы и амплитуды по пилотам с последующей итеративной обработкой.

Кстати, согласованная фильтрация используется в 3 кГц на TMS320C54 при реализации, к примеру, STANAG4285. Естественно, там одноканальный модем, но методы вычисления преамбулы там основаны именно на согласованной фильтрации.

Да и применительно к OFDM отбрасывать её не стоит. В случае небольшого количества искажённых символов при пакетной передачи она используется в итеративной обработке.

P.S. Закладываться на TMS320C54 в новой работе не стоит: дорог, много потребляет и существенно уступает по вычислительным ресурсам новым кристаллам.

Реализация современного качественного модема потребует значительное увеличение (примерно на порядок) вычислительных ресурсов (турбо-код, итеративный эквалайзер, уменьшение пик-фактора и т.п.);

IMHO, лучше поставить ARM, FPGA и DSP с достаточным количеством ОЗУ.

[nomiscusi 0]

Согласованная фильтрация в OFDM в 3 кГц? (уточнение, правильно ли я понял:) В приёмнике сформировать цифровые узкополосные фильтры, их кол-во = числу инф. поднесущих, передатчик модулирует бит информации ПСП-тью, ну и после прихода n-го кол-ва символов, которое равно длинне ПСП, посчитать ВКФ, сравнить с порогом; т.е. сделать n, даже можно независимых, фазоманипулированных приёмников...? Такого я не думал... А реализуется на TMS320C54xx, времени на обработку много...

 

Не совсем правильно:) Фильтр один...и принимает он прембулу целиком...или какой то ее элемент (например один OFDM символ)...результаты фильтрации можно складывать с учетом длительности каждого элемента, это существенно увеличит надежность поиска сигнала...однако следует упоямнуть что согласованная фильтрация крайне чувствительна к отстройке сигнала по частоте,так что для обеспечения устойчивости к большим отстройкам нужно делать несколько веток фильтрации с определенным частотным шагом, в зависимости от поставленных требований...этот подход упомянается в ряде натовских стандартов stanag...на tms это не должно вызвать больших затруднений, мы реализовывали и на более скромных процессорах...

 

Что касатеся мнения DMax о тактовой синхронизации, я не вполне согласен...она должна быть...ведь наличие отклонения тактовой частоты приводит к возникновение МСИ и эквалайзер тут ничем не поможет, его оценка основанная на пилотных подканалах будет искажаться вместе с сигналом, причем зависимовть вличины ухудшения оценки от отклоения частоты носит нелинейный харакетр и может быть достаточно точно оценена в эквиваленте ухудшения ОСШ (эти вопросы подробнейшим образом рассматриваются практически в любой серьезной книге посвященной ofdm)...а если еще и синхронизация частоты завязана на эквалайзер, как это часто бывает, ее оценка так же будет страдать изза отклонения тактовой... вобщем, за фазой сигнала нужно следить и корректировать ее отклонения с помощь, например, полифазной фильтрации входного сигнала...

[dmitrmax 0]

Неее, нужна!

Ну если вам нужна, тогда отговаривать не буду.... В любом споре один человек - дурак, другой - подлец ;-)

 

А частотной настройкой не заморачиваюсь, только подстраиваю тепловой уход частоты в пределах +/- 200Гц . У меня частота известна заранее.

Простите, а какая у вас стабильность опорного генератора и какая центральная частота? Просто, если взять, например, тот же WiFi, то по стандарту там что-то вроде +/- 25 ppm, что на 2,5 ГГц дает +/- 60 КГц. Странно слышать при этом про 200 Гц. Если же вы пишете про конкретно свой случай, то разъясните его параметры и не вводите других участников в заблуждение, что частотной отстройкой не нужно заморачиваться. И я вообще умалчиваю про случай, когда допустимая отстройка превышает разнос между двумя соседними поднесущими - это отдельная полная попа огурцов....

[alexPec 3]

Простите, а какая у вас стабильность опорного генератора и какая центральная частота?

 

Центральная - 450 МГц, стабильность - 10 ppm + температурная компенсация. Конечно, получается в итоге порядка +/- 450 Гц, но это крайний случай, задача поставлена подстраивать +/- 200 Гц

 

не вводите других участников в заблуждение, что частотной отстройкой не нужно заморачиваться.

 

Упаси бог! Надо конечно. Меня видимо не так поняли :laughing:.

 

Я имел ввиду что не заморачиваюсь поиском центральной частоты канала, она известна, а подстройку-то я и делаю в указанных пределах. SNR у меня сильно зависит от отстройки даже в 5-10 Гц.

 

Извиняйте если не так выразился.

[dmitrmax 0]

Центральная - 450 МГц, стабильность - 10 ppm + температурная компенсация. Конечно, получается в итоге порядка +/- 450 Гц, но это крайний случай, задача поставлена подстраивать +/- 200 Гц

Если я ничего не путаю, то 10 ppm на 450 МГц даёт разброс в +/- 4,5 КГц. Интересно узнать какая частота дискретизации и кол-во точек FFT.

 

Я имел ввиду что не заморачиваюсь поиском центральной частоты канала, она известна, а подстройку-то я и делаю в указанных пределах. SNR у меня сильно зависит от отстройки даже в 5-10 Гц.

Странно. По моему опыту промах до 1% от расстояния между поднесущими не очень сказывается на ортогональности. Либо у вас слишком плотно идут поднесущие (скажем чаще чем 1 КГц), либо вы что-то делаете не так. Тем более у меня вызывает сильные сомнения сама возможность на реальном сигнале с шумом установить отстройку с такой точностью (5-10 Гц). Дай боже 50 Гц... и то...

[alexPec 3]

Если я ничего не путаю, то 10 ppm на 450 МГц даёт разброс в +/- 4,5 КГц. Интересно узнать какая частота дискретизации и кол-во точек FFT.

Все верно, + ко всему начальная калибровка (постоянное начальное смещение компенсируется) и выходим на +/-200 гц. Дискретизация 5 МГц, FFT-2048

 

Странно. По моему опыту промах до 1% от расстояния между поднесущими не очень сказывается на ортогональности. Либо у вас слишком плотно идут поднесущие (скажем чаще чем 1 КГц), либо вы что-то делаете не так. Тем более у меня вызывает сильные сомнения сама возможность на реальном сигнале с шумом установить отстройку с такой точностью (5-10 Гц). Дай боже 50 Гц... и то...

 

Чтоб голословным не быть выложу скрины при работе на реальном оборудовании, может интересно кому будет: первый- спектр и созвездие при синхронизации от передатчика (т.е. частота приема и передачи с одного источника за вычетом ПЧ), частотный сдвиг почти 0 (доли герца может), SNR как видно больше 40 дБ, второй - созвездие при расстройке приема и передачи на 10 Гц, SNR уже 26 дБ, третий - спектр сигнала и созвездие при SNR 15 дБ (в переданном сигнале замешивается шум специально) и частотном сдвиге 200 Гц. При усреднении оценки сдвига за 3-4 символа цифра оценки гуляет от 201 до 203 Гц, когда уменьшаем расстройку - болтанка оценки тоже уменьшается до 1 Гц (при SNR 15дБ). Если увеличить количество символов усреднения оценки до 10 - оценка гуляет доли герца, даже с шумом. Между несущими 600 Гц.

Изменено 8 ноября, 2010 пользователем alexPec

[awgn 0]

если кого интересует данный вопрос могу дать соответствующую информацию.

[odiniz 0]

если кого интересует данный вопрос могу дать соответствующую информацию.

Хотелось бы узнать побольше о синхронизации в стандарте WiMAX. Книги, статьи, практические примеры реализации. Заранее спасибо!

[Mikka 0]

Тоже интересует

[nenu1985 0]

Интересует вопрос по снижению PAPR в OFDM. Интересуют алгоритмы и способы уменьшения PAPRA и их вносимые искажения. Мне досконально известен только один метод - обрезание мокушек, но как известно это приводит к значительным внеполосным искажениям, а С/Ш уменьшает до 40дБ при 60дБ без обрезания - кому оно тогда надо, пусть передатчик сам обрежет что не поместится ;)

Второй метод - наложение окна. Я понял идею метода так: ищется пик, определяем разницу пика с заданным порогом, умножаем его на окно (ханн, хаминг и др), инвертируем окно, получаем нечто. Допустим выбрали размер окна 7, тогда у нас перевернутое окно, которое надо тупо умножить с соответствующими отсчетами OFDM символа, причем центр окна будет на обрезаемом отсчете, т.е. если вылез 145 отсчет, то умножаем in(142 - 3 : 142 + 3) .* window(1 : 7). Если я правильно понял идею, то уж очень получаются нехорошие результаты: С/Ш хуже обрезения аж на 2дБ, а минимальный ПАПР получается не ниже 6 дБ (дальнейшее уменьшение порога значительно уменьшает энергию символов и PAPR перестает уменьшаться). Еще если кто-нибудь пробовал это реализовать в симулинке, подкиньте идею какими блоками это реализовать: поиск пика и наложение на него окна.

Знаю что есть и другие методы: обрезание с фильтрацией, умножение не на прямоугольник (в случае обрезания), а на "сглаженный прямоугольник" кот. как-то получается, после обрезания делать Фурье - фильтровать - обратное Фурье и т.д., но из источников могу понять только общую идею, ибо нигде не встречал ни формул ни понятных алгоритмов, нужна более конкретная инфа.

У кого есть опыт использования каких-либо методик на практике, объясните целесообразность уменьшения PAPRa, а то за неимением радиостанций не понятно чего надо достичь и надо ли это вообще.

Спасибо.

[svalery 0]

Интересует вопрос по снижению PAPR в OFDM.

 

- TR ( tone reservation)

 

- ACE (active constellation extension)

 

Оба метода присутствуют в DVBT2. (стандард в общем доступе)

 

 

 

[stealth-coder 2]

Классический метод синхронизации OFDM сигналов, подходящий для всех стандартов - по циклическому префиксу.

Для снижения требуемой вычислительной мощности и решения специальных задач (например, разделения сигналов базовых станций, синхронизация на фрейм вместо синхронизации на символ, которую даст метод циклического префикса) в некоторые стандарты вводят дополнительные средства синхронизации, например:

1. Primary Synchro Channel и Secondary Synchro Channel в LTE;

2. Преамбула в IEEE 802.16e-2009.

 

Как найти синхронизацию в IEEE 802.16e-2009 (один из вариантов):

1. Найти символьную синхронизацию по циклическому префиксу;

2. Найти начало фрейма (символ, содержащий преамбулу), варианты:

1). Для TDD систем - по огибающей, мощность сигнала БС будет больше мощности сигналов модемов в обратном канале;

2). Используя свойство симметричности преамбулы (кросскорреляция правой и левой части преамбулы);

3). Используя свойство активности только каждой третьей поднесущей во время передачи преамбулы.

3. После того, как выделен символ, содержащий преамбулу, определить саму преамбулу не составляет сложности:

1). По корреляции со всеми вариантами во временной области;

2). По корреляции со всеми вариантами в частотной области;

3). Корреляция по битам после демодуляции (конечно, помехоустойчивость снижается, но вычислительная сложность резко уменьшается).

[hoho 0]

Классический метод синхронизации OFDM сигналов, подходящий для всех стандартов - по циклическому префиксу.

 

Подскажите, в чем заключается метод?

 

[stealth-coder 2]

Подскажите, в чем заключается метод?

Перед каждым OFDM-символом вставляется циклический префикс, представляющий из себя копию N последних отсчетов символа. Зная длину символа и циклического префикса, для каждого отсчета сигнала считается кросскорреляция предполагаемых отсчетов циклического префикса и N последних отсчетов предполагаемого символа. Далее считается энергия (или модуль) вектора корреляции и строится график, на котором будут видны периодические максимумы, позиции которых будут соответствовать 1-му отсчету циклического префикса.