IlCF

Владимир, ну так я и не собираюсь одним обходиться, все мои варианты - "наборные". Вопрос в том, какие конденсаторы из обычных (К78, К73, импортные "кубики" типа указанного EPCOS B32654A) лучше использовать и правильно ли я интерпретирую их мощностные параметры. Вы имеете в виду всякие специальные высоковольтные пикофарадные конденсаторы малой емкости, типа КВИ, К15 и т.п.? Так они, насколько я понимаю, имеют значительный ТКЕ, ибо керамические, а это, как я понимаю, недопустимо, мост резонансный и конденсатор является частью последовательного контура. Кроме того, городить батарею из десятков конденсаторов очень бы не хотелось.

Приветствую уважаемых профессионалов! Требуется выбрать конденсатор, через который протекает ток до 30А при частоте примерно от 30 до 90 кГц в резонансном инверторе такого вот типа: Предполагаемая ёмкость составляет примерно 0,2 мкФ при напряжении 3кВ. На мой дилетантский взгляд тут простым конденсатором не отделаешься, нужен какой-то специальный с большим допустимым током и большой рассеиваемой мощностью, чтобы выводы не отгорели и не перегрелся. Однако поиск по интернету полной и понятной (мне) информации относительно "мощности" конденсаторов не дал. Для распространённых на Алиэкспрессе конденсаторов CBB81 (аналог К78-2) нашёл табличку табличку с максимальными токами, из которой следует, что для конденсаторов на >1600В емкостью >20нФ при частоте >30 кГц ток составляет не менее 10 А. Т.е. теоретически, соединив последовательно 2 группы их 4-х параллельных 0.1 мкФ х 1600В я получу ток порядка 40А. Остаётся лишь вопрос, насколько можно доверять этой табличке, что это за CBB, почему на Али они бывают на 0.1мкФ х 1600В, а в табличке таких нет и т.п. Кстати, для К78-2 данных по переменному току (а не импульсному) я не нашёл. Так же в продаже у нас имеются помехоподавительные конденсаторы MKP338 от Vishay, у них в даташите я обнаружит только вот это: Получается, что у этих конденсаторов максимальный ток составляет 1А? Почему же они тогда называются супрессорами? Или я чего-то не так понял? Ну и больше всего меня обнадёжили имеющиеся в одном магазине конденсаторы EPCOS B32654A 0.47мкФ х 1000В. У них в даташите вот такая картинка: Насколько я понимаю, даже один такой конденсатор способен пропустить ток под 30А. Учитывая, что мне нужно получить определённые ёмкость и вольтаж, придётся взять их 8 штук, соединив последовательно 4 группы по 2 параллельных конденсатора. По току запас получается существенным, да и мощности вроде бы тоже должно хватить. При этом ни для одного из вышеперечисленных конденсаторов я не нашёл информации по поводу максимально допустимой рассеиваемой реактивной мощности, типа как указывают для высоковольтных конденсаторов в кВАР. Нужно ли её учитывать в данном случае? Где её взять? Я в вопросах силовой электроники почти полный ноль, потому прошу уважаемых профи сказать, правильно ли я рассуждаю/понимаю, а так же какой вариант лучше выбрать - Эпкосы в длинную цепь или китайские СВВ в широкую параллель?

Причём, судя по просмотренным мной даташитам, создаётся ощущение, что затвор слева у всех MOSFET в таком корпусе. В принципе, такая унификация выглядит логично. Таким образом, это может свидетельствовать о том, что данная деталь - не MOSFET, а следовательно, скорее всего, верно мнение Alexashk'и о том, что это тиристор.

Понимаю, что вы немного о другом спрашиваете, но на всякий случай хочу поделиться интересной (на мой дилетантский взгляд) брошюркой от TI в русском переводе: SLOA069.pdf

Да, виноват, я двигался по даташиту в обратную сторону и потому взял данные со страницы 6, а они, оказывается, для питания +/-1,5 В. А в обратную сторону я двигался потому, что пытался найти объяснение Figure 28. Output Overdrive Recovery Time - на которой, если я правильно понял, показано время восстановления после ограничения при амплитудном значении выходного напряжения +/-2,5В. Пояснений к этому рисунку нет, так что он остался для меня непонятным.

Нет, ну так я же спрашиваю, а не утверждаю :rolleyes:

Никак нет, товарищ генерал-полковник! Исключительно в целях развития заданной тов. топикстартером темы и для личного самообразования! А что, если сделать усилитель по схеме 265УВ6, то он не обеспечит 50 МГц, -3dB? Вроде обычный каскод, разве что с коллектора Т2 сигнал напрямую почему-то не снимается (интересно, зачем так сделано): Внутри - обычные бескорпусные транзисторы, конденсаторы и тонкоплёночные резисторы: Разве такое нельзя собрать на современных SMD-компонентах? IMHO, тот же BFR93A имеет и лучшие шумовые характеристики, и несравнимо лучшие частотные в сравнении с 2Т331.

Нету :( даташит от предыдущей микросхемы там прицепился. Ну, типа да... Два ОУ - и стократное усиление при выходном напряжении >2В и полосе ~100 МГц (-1dB). На 20-й странице даже схема с описанием есть. Правда, выходное напряжение на пределе ограничения или даже за пределом - 30 мВ х 100 = 3В = +/-1.5В, а по даташиту желательно не более +/-1.3В. Так это, по сути, те же схемы на дискретных транзисторах (причём архаичных), только в железном корпусе.

Про резиноподобную массу, которой залит пульт и которая препятствует перепрограммированию МК, вы уже после моего ответа дописали, так что я этого обстоятельства учесть не мог. Первый ваш пост я читал внимательно, вопрос понял и дал ответ, что на мой дилетантский взгляд лучше по возможности оставить всё по-старому. Насчёт безопасности вашего AC-DC-модуля вряд ли кто-то что-то сможет сказать, кроме того, что, учитывая двигатель и симистор, нужно будет сделать серьёзные защитные цепи по входу. Теоретически, насколько я понимаю, и в имеющемся БП, и в вашем модуле присутствуют трансформаторы и обеспечивается полная гальваническая развязка от сети. А вот насколько надёжны эти трансформаторы в плане пробоя/утечек между первичной и вторичной обмотками - это вряд ли кто-то вам сможет сказать. Так же я не понимаю, с какой целью вы хотите питать пульт от DC-DC-преобразователя - разве что планируете сделать так же и гальваническую развязку сигнальных линий. В противном случае земля всё равно останется общей.

Так а изготовление новой главной платы с нуля чем тут поможет? Протокол-то вы всё равно не знаете. Так что всё равно придётся и МК в пульте перепрограммировать по-своему. P.S. Может, попробовать производителю письмо написать с просьбой выслать прошивку? Вдруг проканает? Особенно, если в РФ нет их сертифицированных сервис-центров и они, таким образом, ничего не теряют в материальном плане.

По моему скромному мнению, сделать на ОУ такое усиление при такой полосе и не попортить сигнал вряд ли получится. По-моему, проще на транзисторах.

Я не опытный и не специалист, но не совсем понимаю, что мешает использовать оригинальную плату, перешив имеющийся микроконтроллер или даже впаяв новый аналогичный? Так-то там уже и блок питания есть, и всякая периферия. Думаю, не так сложно разобраться в том, какие сигналы на какие ножки должен выдавать МК на этой плате.

Один грамотный специалист мне говорил, что подобная батарея суперконденсаторов способна "вытянуть" даже бросок тока при включении автомобильного стартера, что очень помогает при запуске двигателя в мороз. А уж на бросок в несколько ампер, по моему скромному мнению, "слишком жирно будет". Так же мне думается, что ток в пару ампер даже подсаженный аккумулятор на 55-60 Ач не может просаживать на 1 Вольт, а тем более ниже 12 Вольт, т.к. даже при токе 100А (нагрузочная вилка) напряжение аккумулятора, заряженного на >75%, не падает ниже 9,5 Вольт. Так что либо аккумулятор разряжен, что само по себе недопустимо, либо ему на помойку пора из-за большого внутреннего сопротивления, либо, действительно, падение напряжения происходит на проводах (в т.ч., вероятно, и на реактивном сопротивлении, если провода длинные). Возможно, проблема в том, что "медленный" аккумулятор просто не "отрабатывает" фронт броска тока - тогда, как мне кажется, достаточно соединённых в параллель нескольких электролитов по 2200-4700 uF, установленных со стороны передатчика.

Аваев, Наумов, Фролкин - Основы микроэлектроники. 1991. Стр. 67, гл. 3.7. "Диодное включение транзистора". Ну и вот какая-то информация по теме. Правда, откуда автор брал приведенные там данные, я не знаю.

Спасибо, сейчас попробую. Сразу обращает на себя внимание, что в секции "connections" есть шестой вывод - GND. Интересно только, почему эта модель раза в два короче и вообще совершенно не такая, как модели из Multisim и с сайта ST? Возможно, Оркад сделал свою упрощённую, модель? Попробую. Транзисторы я вставлял, но там всего три вывода и их соответствие модели однозначное. А тут выводов больше. Я, как уже говорил, не разбираюсь в синтаксисе SPICE. Всё хочу заняться, да пока не получается. lmx11 - это, в смысле LMx11 (111, 211, 311)? У меня в LTSpice есть аналогичный RH111: Однако, они всё-таки существенно отличаются по параметрам от LMx19, хотя выход, действительно, похож. Но у вас на схеме я вижу сам LM319 - откуда он взялся?

Компаратор LM119 имеет двуполярное питание, выход с открытым коллектором и отдельный вывод "земли": Насколько я понимаю, лог.0 на выходе определяется как раз потенциалом GND. Однако, при моделировании в Multisim возникла странная ситуация. При V+/- = +/-12В, OUTPUT на +6В через 1k и GND на общий провод (т.е. 0 В) лог.1 на выходе получается нормальная (порядка +6В), а вот лог. 0 составляет -11.5В, т.е., фактически, V-. При этом вывод GND симулятором, по-моему, вообще игнорируется: его можно кинуть на V-, V+ или даже оставить не подключенным - ничего не меняется. В LTSpice и Tina-Ti такого компаратора нет. Скачал модель с сайта ST. Я в SPICE не понимаю, но по-моему, в комментарии к этой модели вообще вывод GND не упоминается: * WARNING : please consider following remarks before usage * 1) All models are a tradeoff between accuracy and complexity (ie. simulation time). * 2) Macromodels are not a substitute to breadboarding, they rather confirm the validity of a design approach and help to select surrounding component values. * 3) A macromodel emulates the NOMINAL performance of a TYPICAL device within SPECIFIED OPERATING CONDITIONS (ie. temperature, supply voltage, etc.). * Thus the macromodel is often not as exhaustive as the datasheet, its goal is to illustrate the main parameters of the product. * 4) Data issued from macromodels used outside of its specified conditions (Vcc, Temperature, etc) or even worse: outside of the device operating * conditions (Vcc, Vicm, etc) are not reliable in any way. *----------------------------------------------------------------------------------------- * LM119/LM219/LM319 spice macromodel * CONNECTIONS : * 1 NON-INVERTING INPUT * 2 INVERTING INPUT * 3 POSITIVE POWER SUPPLY * 4 NEGATIVE POWER SUPPLY * 5 OUTPUT * ********************************************************** .SUBCKT LMx19 2 1 44 55 33 EVCCP 4 0 44 0 1.0 EVCCN 5 0 55 0 1.0 VREADIO 3 33 DC 0 R_ICCSAT_HIGH ICC_OUT_HIGH 0 1k R_ICCSAT_LOW ICC_OUT_LOW 0 1k G_ICCSAT 44 55 VALUE={IF(V(3)>(V(44)+V(55))/2, V(Icc_out_high), V(Icc_out_low) ) } E_ICCSAT_HIGH ICC_OUT_HIGH 0 VALUE={4E-4*V(44,55)} E_ICCSAT_LOW ICC_OUT_LOW 0 VALUE={1E-3 + 1E-4*V(44,55)} G_IOUT_SINKED 55 0 VALUE={IF (V(1)<V(2), 0, I(VreadIo))} .MODEL MDTH D IS=1E-11 KF=1.050321E-32 CJO=10F * INPUT STAGE CIP 2 5 1.000000E-12 CIN 1 5 1.000000E-12 EIP 102 0 2 0 1 VIO 10 102 880U EIN 16 0 1 0 1 RIP 10 11 6.500000E+01 RIN 15 16 6.500000E+01 RIS 11 15 1.939046E+02 DIP 11 12 MDTH 400E-12 DIN 15 14 MDTH 400E-12 VOFP 12 13 DC 0.000000E+00 VOFN 13 14 DC 0 IPOL 13 0 100E-06 CPS 11 15 3.7E-10 DINN 17 13 MDTH 400E-12 VIN 17 5 2.000000E+00 DINR 15 18 MDTH 400E-12 VIP 4 18 2.000000E+00 FCP1 4 0 VOFP 80 FCP2 0 4 VOFN 80 FCN1 0 5 VOFP 30 FCN2 5 0 VOFN 30 FIBP 2 0 VOFN 3E-03 FIBN 0 1 VOFP 3E-03 * AMPLIFYING STAGE RG1 5 19 2.85E+05 RG2 4 19 2.85E+05 DOP 19 25 MDTH 400E-12 VOP 4 25 1.097 DON 24 19 MDTH 400E-12 VON 24 5 1.097 FIP 0 19 VOFP -104 FIN 0 19 VOFN -104 EOUT 26 5 19 5 1 .MODEL NMOD NPN(IS=0.1E-09 BF=1500) RBOUT 27 26 800K QOUT 103 27 28 28 NMOD RCEOUT 103 28 15.02E+07 REOUT 28 5 20 RSOUT 3 0 1E+12 VNUL 3 103 0 .ENDS В Multisim модель, насколько я могу судить, даже "беднее" - нет тех параметров, которые в самом начале модели ST (EVCCP, EVCCN, VREADIO и т.п.): ################## Model Data Report ################## ============= SPICE Model ================= ** CONNECTIONS : * 1 INVERTING INPUT * 2 NON-INVERTING INPUT * 3 OUTPUT * 4 POSITIVE POWER SUPPLY * 5 NEGATIVE POWER SUPPLY .SUBCKT LM119 1 2 3 4 5 CIP 2 5 1.000000E-12 CIN 1 5 1.000000E-12 EIP 102 0 2 0 1 VIO 10 102 880U EIN 16 0 1 0 1 RIP 10 11 6.500000E+01 RIN 15 16 6.500000E+01 RIS 11 15 1.939046E+02 DIP 11 12 MDTH 400E-12 DIN 15 14 MDTH 400E-12 VOFP 12 13 DC 0 VOFN 13 14 DC 0 IPOL 13 0 100E-06 CPS 11 15 3.7E-10 DINN 17 13 MDTH 400E-12 VIN 17 5 2.0 DINR 15 18 MDTH 400E-12 VIP 4 18 2.0 FCP1 4 0 VOFP 80 FCP2 0 4 VOFN 80 FCN1 0 5 VOFP 30 FCN2 5 0 VOFN 30 FIBP 2 0 VOFN 3E-03 FIBN 0 1 VOFP 3E-03 * AMPLIFYING STAGE RG1 5 19 2.85E+05 RG2 4 19 2.85E+05 DOP 19 25 MDTH 400E-12 VOP 4 25 1.097 DON 24 19 MDTH 400E-12 VON 24 5 1.097 FIP 0 19 VOFP -104 FIN 0 19 VOFN -104 EOUT 26 5 19 5 1 RBOUT 27 26 800K QOUT 103 27 28 28 NMOD RCEOUT 103 28 15.02E+07 REOUT 28 5 20 RSOUT 3 0 1E+12 VNUL 3 103 0 .MODEL NMOD NPN(IS=0.1E-09 BF=1500) .MODEL MDTH D IS=1E-11 KF=1.050321E-32 CJO=10F .ENDS ============= Model template ================= x%p_a %tIN- %tIN+ %tOUT %tVS+ %tVS- %m Правда, в секции "Model template", где, насколько я понимаю, перечислены типа как передаваемые оболочкой симулятору данные, параметров 7, а не 5. Но что это за параметры и как их понимать - я не знаю. Правильно ли я понял, что это сами модели "кривые" и пытаться запихать их в другой симулятор бесполезно? Если да, то как из этой ситуации выпутаться?

Во-первых, про "простить" говорили как раз вы: Я же всегда утверждал, что базовый ток "прощать" нельзя ни в каких случаях. Настоятельно прошу не заниматься подтасовками. Во-вторых, каким образом написанное вами про альфа опровергает моё утверждение, что h21э (то есть тогда бета) - главный параметр БТ (напомню, разговор был именно об этом)? По-моему - как раз подтверждает У диода есть база и эмиттер? Читайте внимательно: Взять и стереть окончание цитаты, поставив при этом в конце точку вместо запятой - это, простите, шулерство. Сообщением ранее вы признали, что при источнике сигнала с малым внутренним сопротивлением расчёт каскада через ток избавлен от зависимости он меняющегося h21э и достоверен. Однако там же вы утверждали, что вот как раз в случае источника сигнала с высоким внутренним сопротивлением через ток нельзя ни в коем случае: Причём я с вами согласился, ибо такой расчёт (а точнее - не расчёт, а сам каскад) будет зависим от h21э. Вы уж как-то определитесь. Ни про какую зависимость Uбэ от Iэ я аналогий не приводил - читайте внимательнее. А если мкв - экспонента выпрямляется? Так вы её увеличьте до нужного масштаба - та же экспонента По-моему, вы не поняли не только мой ответ, но и свой вопрос Без комментариев. Продолжайте изобретать полевой транзистор, выбрасывая базу вместе с её богомерзким током из биполярного Alexashka, есть два мотива для спора: поиск истины и желание победить. Я спорил с целью поиска истины, а вы с некоторого момента стали спорить исключительно с целью победить. Наш спор стал бессмысленным - всё уже сказано. В процессе спора я открыл для себя много такого, о чём ранее не задумывался, а так же изменил некоторые свои представления - и именно вам, как моему фактически единственному оппоненту, хочу сказать за это спасибо. Потому, чтобы закончить наш спор, я официально признаю своё тотальное поражение по всем фронтам, полную несостоятельность всех моих аргументов и мою абсолютную некомпетентность, подтверждённую не только отсутствием у меня какого-либо профильного образования и достижений в электронике, но и родом занятий, абсолютно не связанным с наукой техникой. Вы победили, поздравляю! :beer:

Прошу вас, не подменяйте арифметику схоластикой - все формулы написаны выше. При токе коллектора 10А и h21э=100 ток базы будет 100 мА (!!!). Т.е. пренебречь H21э в расчётах мы можем запросто (100/101=0,99), но вот пренебречь таким током базы не получится при всём желании. 1%-резисторы вроде как дают не 2%, а 4% - (R1+1%)/(R2-1%) поделить на (R1-1%)/(R2+1%), но не суть. Главное - ток базоэмиттерного перехода, протекающий через электроды базы и эмиттера. Что касается ИТ по входу, то вот тут-то мне как раз больше всего интересно, как вы посчитаете этот каскад через напряжение база-эмиттер. У меня-то проблем не возникнет: ИТУТ (ОБ) или ИНУТ (ОЭ с параллельной ОС по напряжению) - и никакой зависимости от h21э. А h21э ничем компенсировать не нужно. В то же время все вышеперечисленные способы компенсации плывущего Uбэ совсем не так просты, как вы это пытаетесь представить - тот же дифкаскад ещё как плавает, если транзисторы не специальные однокристальные сборки с нормированныеми параметрами (на однокристальных тоже плавает, но много меньше), а про индивидуальный подбор транзисторов в схеме компенсации смещения от TSerg'а говорил сам TSerg. Часть тока через p-n-переход "база-эмиттер", протекающая через вывод базы. Т.е. источник сигнала, обуславливающего этот ток, может быть и со стороны базы, и со стороны эмиттера - это не принципиально. Ещё раз: напряжение база-эмиттер - это всего лишь прямое падение напряжения на p-n-переходе и является лишь одним из факторов, определяющих токи эмиттера и всех остальных электродов. Другие факторы я перечислил в предыдущем сообщении, если вы с ними не согласны - опровергните их. Я тоже так считаю, причём во всех случаях (а не только в данном), но к механизму работы БТ это имеет мало отношения. Ток базы, как и любой ток, возникает благодаря напряжению - никто с этим и не спорит, поймите же! Точно так же, как течение воды возникает благодаря давлению. Но если гидравлический пресс своей входной величиной (в предположении малого перемещения рабочего поршня) имеет давление ("напряжение"), то водяная мельница без плотины входной величиной имеет в конечном счёте водяной поток (хотя причина потока воды в речке - всё-таки разность давлений). Просто авторов водяной мельницы не интересовал перепад высот, гидродинамическое сопротивление потоку и т.п. - они взяли за основу конечное явление, т.е. поток воды. Точно так же и БТ разрабатывался как прибор, в котором ток управляет током. Хотя причиной любого тока, безусловно, является напряжение. Понимаете, можно режим полупроводникового прибора и через волновую функцию попытаться посчитать (теоретически это, вероятно, возможно), но даже если это сделать, практическая ценность данного расчёта будет сомнительной. Что касается Uб 0.4, то ток базы всё равно будет, но очень малый. Продолжая аналогию с колесом водяной мельницы, ниже определенной разницы давлений поток будет настолько малым (но не нулевым), что колесо будет стоять на месте. При увеличении потока колесо начнёт двигаться и начиная с какой-то величины потока скорость вращения колеса придёт в прямую зависимость со скоростью потока. Кстати, есть ещё и микротоковый режим БТ. Вот пример: Напряжение Uбэ VT1 как раз порядка 0.4 В (чуть больше и зависит, в частности, от сопротивления подключенных наушников). Но, понятно, параметры такого усилителя зависят от всего - даже, наверное, от фазы Луны. Тем не менее, факт есть факт: схема рабочая при таком малом Uбэ. Т.е. линейный усилитель на БТ невозможен по определению? :crying: Используйте БТ по назначению - как ИТУТ, - и ни с чем мириться не потребуется ;) Что мешает задать смещение (да, это напряжение, но от этого принцип работы БТ не меняется)? А если источник сигнала сможет линейно работать как ИТ, то можно и вышеупомянутые каскады с токовым входом использовать (но смещение всё равно потребуется). Alexashka, вы совершенно правильно сказали, что А про работу реального транзистора на электронно-дырочном уровне я вам всё расписал.

Критерий "при h21э>>1" вы как будто не заметили, да? ;) Вот именно поэтому h21э и является самым главным параметром - выше некоторого значения его влиянием можно пренебречь. Для этого не нужно применять хитрые схемы, которые публиковал TSerg, и даже не нужно знать конкретное значение h21э. Для этого нужно лишь взять транзистор с таким паспортным разбросом h21э, при котором отношение выражений h21э/(h21э+1) с максимальным и минимальным значением параметра будет меньше, чем допустимая погрешность коэффициента усиления каскада. При упомянутом вами разбросе справочного значения h21э 50..350 максимально возможная погрешность от разброса h21э будет ниже, чем от разброса по сопротивлению (без учёта ТКС) 1%-резисторов в эмиттере и коллекторе (каскад ОЭ). А теперь скажите, транзистор с каким значением Uбэ нужно взять, чтобы влиянием Uбэ можно было бы пренебречь? И что даёт наличие конкретной формулы? Представьте, что у вас два варианта механизма рулевого управления автомобиля. В одном люфт хаотично плавает в диапазоне 0.3-3 градуса, а в другом точно определяется конкретной формулой при любом угле поворота рулевого колеса, но меняется в диапазоне 10-30 градусов. Вы, очевидно, выберете люфт 10-30 градусов, который определяется "конкретной формулой"? Если мы грамотно спроектируем входные цепи исходя из тока базы при h21э=50, то какие проблемы нас ждут при увеличении h21э до 350? Т.е. ток эмиттера у нас определяется исключительно Uбэ? Напряжение и внутренне сопротивление источника базового тока, величина эмиттерного резистора, ток коллектора - всё это на Iэ не влияет? Коли так, то придётся признать влияние температурного дрейфа Uбэ принципиально неустранимым А вообще, если бы падение напряжения на базоэмиттероном переходе Uбэ отсутствовало при любых температурах и токах (Uб=Uэ) - IMHO, было бы только лучше (хотя, возможно, возникли бы проблемы с конфигурацией максимального усиления). Нет, потому, что Что касается "на него нельзя закладываться" - ещё раз пересчитайте выражение h21э/(h21э+1) при разных значениях значениях h21э и сделайте очевидные выводы ;) А вообще, тема ушла несколько в сторону. Изначально разговор был о том, что является входным сигналом для БТ. Вы говорили, что базовое напряжение, а я - что базоэмиттерный ток. В обоснование своей позиции вы утверждали, что ток базы ни на что не влияет, является паразитным и принципиально устраним. Я вам показал схемы, в которых ограничение базового тока делает схему неработоспособной, а так же путём рассмотрения процессов в БТ на электронно-дырочном уровне доказал, что ток базы принципиально неустраним и даже необходим для функционирования транзистора (иначе база станет диэлектриком). Помимо этого вам неоднократно говорили то, что резюмировал Leka: По-моему, теорема доказана.

Я, конечно, дилетант, но в книжках пишут, что задача независимости от h21э как минимум коэффициента усиления и токов покоя решается схемотехнически и если эта задача не решена, то проблема не в h21э, а в разработчике. Так же h21э должен быть достаточен для того, чтобы с удовлетворительной точностью было справедливо приближение Iк=Iэ и чтобы ток базы не влиял на режим базовых цепей (или базовые цепи должны быть рассчитаны на такой ток). В этом случае каскад, рассчитанный при h21э=100 , будет точно так же работать и при h21э=500. У него предельный ток коллектора, 100 мА, а мощность - 225 мВт, т.е. даже эти 100 мА в реальности использовать затруднительно. Верхняя и нижняя кривые - это для +150С и -55С, т.е. не совсем штатные режимы. Но даже при таких температурах в диапазоне Iк от 0 до 50 мА h21э не падает ниже 80, что вполне достаточно для предположения Iк=Iэ. Следовательно, устройство, грамотно посчитанное исходя из Iк max=50 мА и h21э=80 в первом приближении будет работоспособно в указанном интервале температур. Если же не брать "арктические" условия, то h21э не падает ниже 80 вообще при любых допустимых токах коллектора. Ну а в диапазоне токов коллектора 0-10 мА h21э вообще практически константа. А вот Uбэ ни в каком диапазоне токов и температур стабильным не является, более того, даже при 25С в диапазоне токов 0-50 мА изменяется с 600 до 800 мВ. В этом случае Iк!=Iэ, а точнее - Iк=Iэ/2. Простой расчёт показывает, что коэффициент усиления по напряжению будет очень зависеть от h21э: Так что для реального усилителя напряжения такой транзистор вряд ли пригоден. Кстати, для h21э=80, который я брал как наихудший для bc847, коэффициент h21э(1+h21э) равен 0,988, а для h21э=300 - 0,997. Разница - менее 1%.

Если я не заблуждаюсь, при Uвх=6В транзистор войдёт в насыщение примерно при: R1 = (V1-V2) / ((V2-0,7В)/R2) = (12В-6В) / ((6В-0,7В)/100) = 113 Ом при V2=6В Это в предположении, что Iк не зависит от R1 и что выход из активного режима происходит при Uк=UБ (на самом деле при Uк<UБ). У вас не подписаны линии на графике IRб от V2, но насколько я могу предположить из вышесказанного, множественные накладывающиеся линии, практически параллельные оси абсцисс - это ток в активном режиме, а "взлёты" - это как раз переход в режим насыщения. Т.е. вплоть до V2=1.8 В при любом R1 от 0 до 1000 Ом входной ток меняется крайне слабо.

А раньше же вроде было принято управлять напряжением? Прочитали? Что такое "в первом приближении можно пренебречь" понимаете? И именно с учётом этого приближения почему-то делается железобетонный и окончательный вывод, который вам так понравился. Правда, если мы принимаем это "первое приближение", то формула в книге дана неправильная - мы же должны были пренебречь Iэn. Если же формула всё-таки правильная, ничем мы пренебрегать не будем и гамма не равна единице (что и наблюдается в реальности), то заявление про нулевой результирующий ток базы вообще ни на чём не основано. И кстати, знак "приближённо равен" в этом случае тоже неуместен - ток эмиттера точно равен сумме электронной и дырочной составляющих. Короче, читайте книги внимательно - их тоже люди пишут. Теперь понятно, откуда растёт миф про "паразитность" базового тока и напряжение как управляющий сигнал. Однако, придётся вас разочаровать когда толщина базы станет равной нулю, БТ превратится не в JFET, а в кусок полупроводника одного типа проводимости с двумя областями с различной концентрацией легирующих примесей: а JFET выглядит как-то вот так: то есть если из БТ делать ПТ, то уменьшать до нуля придётся эмиттер.

Ток в 20 мА получился в TinaTi, потому здесь и далее я использовал LTSpice и Multisim, которые практически одинаково продемонстрировали слабую зависимость тока базы от тока коллектора. Вообще же, я уже говорил о том, что данные симуляции есть фикция и основывать на них какие-то выводы не стоит. Да, я с самого начала считал, что коэффициент передачи тока - основной параметр биполярного транзистора. Биполярный транзистор, который не усиливает ток - не транзистор. У меня где-то валялся КТ819 (или 818) с коэффициентом передачи тока 1 - видимо, заводской брак. У него не были пробиты переходы, он держал напряжения - но не работал, несмотря на наличие всех потенциалов на электродах. Если мой подкол вызвал у вас негативные эмоции - я прошу меня простить. Просто я хотел таким образом показать, что объявляя базовый ток паразитным эффектом, да ещё и ответвлением в базу тока эмиттера, невозможно объяснить наблюдаемый уход потенциала базы, заданного высокоомным делителем. Мне кажется, вы прекрасно понимаете, что я знаю требования к базовому делителю - именно поэтому и нарисовал две схемы с делителем из резисторов 10k и 10M. Просто вы обиделись на вышеупомянутый подкол. Если же вернуться к сути, то в приведенном мной примере каскода входным электродом верхнего транзистора является как раз эмиттер, но тем не менее, без базового тока каскад не работает. Честно, не хотел лезть в физику полупроводников, которую уже и не сильно-то помню, но придётся. Итак, основным вашим постулатом являлось то, что базовый ток есть паразитное явление БТ и от него теоретически можно избавиться. Так вот это - главное заблуждение. Начнём того, что само название "биполярный" означает участие в переносе тока носителей зарядов обеих типов, в отличие от ПТ, где канал либо n, либо p), или от электронных ламп, где только электроны. Вы же как раз представляете себе транзистор наподобие электронной лампы, где "воспарившие" над катодом (эмиттером) за счёт ТЭ-эмиссии электроны увлекаются электрическим полем сетки, разгоняются и, теоретически, могут практически все пролететь мимо сетки на анод. В БТ все принципиально иначе. Главное отличие состоит в том, что при приложении к p-n-переходу прямого напряжения всегда (всегда!) возникает и дырочный, и электронный токи, т.е. присутствуют два вида носителей заряда (в отличие от лампы или ПТ). И если, предположим, к БЭ-переходу n-p-n-транзистора приложено прямое напряжение, то из эмиттера в базу "летят" электроны, но и из базы в эмиттер обязательно "летят" дырки. Дырки в эмиттере полностью рекомбинируют, а вот электроны в базе за счёт её малой толщины (в сравнении с диффузионной длиной - "расстоянием свободного пробега" электрона) и собственного "разгона" достигают обратносмещённого коллекторного перехода и увлекаются его электрическим полем в коллектор. Таким образом, даже если все электроны из эмиттера улетят в коллектор и ни один из них не прорекомбинирует в базе, ток базы не будет равен нулю. Кроме того, очевидно, что базовый ток совершенно не является каким-то "ответвлением" эмиттерного тока по пути к коллектору, как вы это себе представляете. Каким образом получается так, что ток усиливается? А очень просто. Концентрация основных носителей заряда в эмиттере много больше, чем оная в базе. И на каждую дырку из базы в эмиттер приходится, условно говоря, 100 электронов из эмиттера в базу ("эффективность эмиттера"), из которых один рекомбинирует в базе, а 99 достигают коллектора. Но эта условная одна дырка из базы будет всегда, ибо концентрация основных носителей заряда в базе не может быть равна нулю (иначе и её проводимость тоже станет нулевой). Я не специалист по полупроводниковым приборам, но, полагаю, транзисторы с огромным h21э делают как раз с высокоомными базами, поэтому-то они не очень высокочастотные (велика постоянная времени цепи обратной связи Ск*rб), а вот у СВЧ-транзисторов сверхвысоких h21э не бывает. Ещё раз, коротко и упрощённо: ток из эмиттера в коллектор невозможен без тока базы - p-n-переход просто не будет "генерировать" ток из эмиттера в базу без тока из базы в эмиттер. Ну а с тем, что ток эмиттера - это как раз то, что нам нужно задавать при построении каскада на транзисторе, вы вроде бы и не спорили. Что касается возможности задать ток эмиттера жёстко заданным потенциалом базы, то я повторюсь: существование такой возможности следует рассматривать при Rэ~0, ибо в противном случае вы задаёте ток обратной связью. Так что ваш пример с килоомным резистором в эмиттере не годится. Кстати, 12*(15/145)=1,24 В, а не 1.22 - то есть опять же ток базы "шатает" её потенциал. Так что пример, по-моему, не очень удачный. А вот этот каскад максимального усиления - совсем другое дело. TSerg, насколько мне позволяют понять данную схему мои дилетантские познания, в данном случае мы фактически не жестко задаём потенциал базы, а как раз регулируем его при помощи температурной нестабильности Q2, компенсируя нестабильность Uбэ Q1?

Эмиттерный ток просел ровно на исчезновший ток коллектора, но на базовый ток это практически не повлияло. Что и требовалось доказать. Ключевое слово - "упрощённо". Ранее на вопрос "А что такое бетта? Уж не коэффициент ли передачи тока?" вы ответили, что: Так что это вы меня "плохому" научили ;) А что, напряжение БЭ можно задать любое по своему усмотрению? Например, 2 Вольта можно? Я задал совершенно одинаковые базовые напряжения Q3 и Q5. Вы же сами на мои сомнения насчёт "взять и как-то жёстко задать потенциалы всех электродов" сказали: Вот я и задал одинаковые Uб обеих транзисторов базовыми делителями с одинаковыми коэффициентами деления. А почему в случае Q3 эти напряжения куда-то уплыли - ума не приложу! :rolleyes: "Паразитный втекающий из эмиттера в базу" ток ни на что влиять не должен - так же ведь? ;) А если Rэ=0? Делить на ноль нельзя! Ладно, это шутка. У нас остаётся ещё сопротивление базы и дифференциальное сопротивление эмиттера, которое, правда, как на зло зависит от тока! Но это ещё полбеды: Uбэ тоже отнюдь не постоянно вы же сами меня обвинили в том, что путём подлых манипуляций я Выводы о возможности задания режима транзистора путём даже самой железобетонной фиксации Uб делайте сами. А у ПТ с 2 мА/В термостабилизация тогда сама собой получается? P.S. Единственный пример напряжения без тока, который мне приходит в голову - это КРП. Во всех остальных случаях напряжение всегда сопровождается током и наоборот. Следовательно, нет никаких "чисто токовых" или "чисто потенциальных" приборов. Потому, как я уже говорил, и БТ можно описывать через крутизну, и ПТ - через коэффициент передачи тока. Вопрос в том, насколько это описание адекватно свойствам прибора и насколько однозначно позволяет задать его режим.

Схема с синим кружком первой не может быть ни с какого конца , но не суть. Каким образом я "задаю ток эмиттера"? Почему ток базы при оборванном коллекторе и при резисторе в 500 Ом изменился совсем не на 23 мА, на которые "способен" R1? Т.е. закон Кирхгофа. Ничего. Значит, у этого транзистора при заданном режиме прямое падение напряжения КБ составляет 1-0,2=0,8В и ток не течёт. Кстати, это падение напряжения зависит и от тока коллектора: Именно. И заметьте, почему-то самым главным параметром биполярного транзистора является коэффициент передачи тока, а не крутизна входной характеристики в мА/В, как у ламп или полевых транзисторов. Хотя крутизна входной характеристики у БП тоже есть, причём сотни мА/В и зависит от тока коллектора (упрощённо, S=Iс/Фт, где Фт=25мВ при н.у.). Что интересно, для лампы или даже МОП ПТ тоже можно вычислить коэффициент передачи тока (и он тоже будет достигать запредельных величин), однако никому не приходит в голову утверждать, что входным сигналом МОП ПТ является ТОК. Как это не отбираю? Никаких дополнительных препятствий для тока эмиттера (и коллектора) я не вводил, напряжения на электродах не менял. На обеих схемах я задал делителями с одинаковым коэффициентом деления одинаковые потенциалы базы верхнего транзистора - т.е. входные сигналы БТ, согласно вашей модели. Значит, на эмиттере верхнего транзистора (и коллекторе нижнего) должен быть этот же потенциал за вычетом 0.7 В. Паразитный, согласно вашей модели, ток базы верхнего транзистора никому не нужен и ни на что влиять не должен. Более того, если я правильно понял ваши воззрения, должно быть даже так: в эмиттер втекает полный ток, заданный генератором тока, часть этого тока "паразитно входит" в базу, где, вероятно, этот ток должен привести к прямо противоположному по знаку относительно наблюдаемого падению напряжения на резисторах делителя. Но так почему-то не происходит - напряжение на эмиттере и базе верхнего транзистора падает, нижний транзистор входит в насыщение, всё рушится. Схемы, ещё раз замечу, отличаются только номиналами резисторов в базовом делителе - соотношение делителя то же самое. А вот что мы имеем в случае прибора, у которого ток управляющего электрода на самом деле является паразитным, а управление осуществляется потенциалом: Я как только не пробовал, поверьте. Проблема именно в том, что взять и как-то жёстко задать потенциалы всех электродов можно только в вышепредставленных программных моделях, где на эмиттере будет ноль, на базе 20 Вольт, а на коллекторе 2 Вольта, плюс несгораемый транзистор. В реальности такого не наблюдается - все напряжения на электродах БТ зависят друг от друга и от токов в цепях этих электродов. В математике мы оперируем и бесконечностью, и безразмерной материальной точкой, и мнимой единицей, но в реальности-то их не существует. Кстати, с моей точки зрения, если игнорировать "токовую природу" БТ, то нерешаемой задачей становится простой несимметричный триггер на двух транзисторах (типа ЭСЛ-ячейки). В книжках очень красиво пишут про "потенциалы на базе", которые как бы определяются исключительно падениями напряжений на резисторах в отсутствии токов электродов транзистора (в т.ч. базы), но как только ты начинаешь изучать триггер в программе, с удивлением обнаруживаешь, что потенциалы находятся в очень сложной зависимости от токов и потенциалов базы и двух других электродов, а биполярный транзистор - совсем даже не переменный резистор или ключ, управляемый напряжением. Так же с позиции напряжения совершенно неясно (во всяком случае, мне), что и чем определяется в двухтактном эмиттерном повторителе класса АВ (с током покоя).