=AK=

SIMetrix Intro http://www.catena.uk.com/site/downloads/download.htm

Основная проблема в том, что открывающее напряжение на затворе будет плавать при изменении скважности. Например, на рисункe показано, что будет при 10% и при 90%. Поэтому между вторичной и затвором надо добавить формирующую схему, как минимум - кондер (последовательно со вторичной) и диод, который "срезает минус". Есть и более интеллигентные схемы. Однако при быстрых изменениях скважности будут проблемы. PS: pасчет трансов http://akouz.e-access.com.au/zip/chokes_rev2.zip

Источник ЭДС (источник постоянного напряжения) - это абстракция, используемая в эквивалентных схемах. В отличие от батарейки или любого другого реального устройства, выходное сопротивление источника ЭДС равно 0, а величина выходного тока и вых. мощность ничем не ограничены.

Вы всегда вот так о себе, прежде чем навешивать ярлыки? Забавно... :) Ну я же говорил, "безапелляционное мнение часто бывает ошибочным, а доводы не приводятся по той простой причине, что их или вообще нет, или же они слишком шаткие", Вы эту закономерность еще раз подтвердили. Может, Вы не знаете что такое ЧИМ? Посчитаем ЧИМ для заданных ограничений. Примем, что длительность прямого хода постоянна и равна 2мкс, длительность обратного хода будем менять по мере необходимости, но выдерживая дискретнoсть 2мкс, и большими скачками (это все же будет дискретная ЧИМ, для Вашего сведения). Для начала примем, что конденсатор должен быть заряжен за 200 циклов, при этом в каждом цикле надо бы передавать Е=152.5 мкДж. Зададимся некой разумной величиной приращения тока первичной за время прямого хода, например, 16А (зависит от параметров ключа и пр. обстоятельств, потом уточним). L=t*V/i=2мкс*8В/16А=1мкГн (входное напр. берем максимальное). Длина средней линии у Б18 равна le=25.8мм. Введем зазор g=1мм (прокладка 0.5мм), эквивалентная проницаемость ue=le/g=25.8/1~25.8. Зная AL для сердечника без зазора (3.1мкГн для материала с проницаемостью 1470) найдем AL для сердечника с зазором 1мм, AL'=3.1*25.8/1470=0.054 мкГн. Требуемое кол-во витков N1=sqrt(1мкГн/0.054мкГн)=4.3. Округляем до 4 витков. При этом L=0.054*4^2=0.864мкГн, ток в конце прямого хода при макс. вх. напряжении i=2*8/0.864=18.5А, энергия 149 мкДж, что достаточно близко к желаемым 152.5 мкДж Максимальный ток сердечника Imax=(Bmax*g)/(u0*N1), где Bmax~0.35T (для хорошего силового феррита), зазор g=1мм, u0=1.257*10^-3 мкГн/мм, N1 - кол-во витков в первичной. Получаем Imax=(0.35*1)/(1.257*10^-3 * 4)= 69А, запас есть, так что даже сердечник можно взять поменьше чем Б18, или же закачивать в него больше энергии, чтобы зарядить кондер не за 200 циклов, а быстрее. Примем, что при напряжении на нагрузке в 200В мы сможем перейти на скважность 2. При этом индуктивность вторичной должна быть не более L'=(2мкс*200В)^2/(2*149мкДж)=537мкГн. Коэфф трансформации K=sqrt(537/0.864)=25 (100 витков во вторичке), реальная индуктивность 540 мкГн. В принципе можно отмотать один виток от вторичной, однако сути дела это не меняет. В первом цикле, как уже ранее было подсчитано, при передаче 149 мкДж напряжение на кондере возрастет примерно до 25В, "среднее" составит примерно 8.5В, ток в начале обратного хода 18.5/25=0.74А, а длительность обратного хода должна быть не менее 0.74*540/8.5=47мкс. При помощи TOP устанавливаем период, например 52 мкс (с запасом), и задаем, например, что в течении первых 10 циклов период не меняем, чтобы не грузить проц. То есть, за первые 0.52мс мы закачаем в кондер 10 порций по 149мкДж, в сумме 1490мкдж. Напряжение на кондере при этом возрастет до V10=sqrt(2*E/C)=79.6В После этого запишем в TOP такое новое меньшее значение, чтобы при 80В (т.е. в следующем цикле) на нагрузке энергия все же полностью ушла в кондер. Для этого длительность обратного хода должна быть не менее 0.74*540/80=5мкс, округляем до 6мкс чтобы было кратно 2мкс, а период, соответственно, 2+6=8мкс, что тоже с запасом. Посчитаем, сколько циклов мы должны закачивать энергию в нагрузку, чтобы напряжение выросло до 200В. Энергия кондера при 200В равна 0.47*200^2/2=9400мкДж. Мы в него уже закачали 1490мкдж, осталось 7910мкДж, для чего надо выполнить 53 цикла закачки. По 8мкс на цикл, это 424 мкс. То есть, через 0.52+0.424=0.944мс напряжение на кондере достигнет 200В, можно переключаться на скважность 2 (период 4 мкс). Конечное значение энергии в кондере 30500мкДж, 9400мкДж уже закачали, осталось 21100 мкДж. Это закачивается за 142 цикла, которые займут 4*142=568мкс. Суммарное время заряда, таким образом, равно 0.52+0.424+0.568=1.512мс, корректировка значения TOP делалась всего лишь дважды. Чем это Вас не устраивает, если не секрет? Вы считаете, что на Atmega8 этого реализовать нельзя?

Мне кажется, для этой конкретной задачи достаточно иметь компаратор, который заблокирует ключ после того, как напряжение на кондере достигнет заданной величины. Что же касается оптимальности процесса заряда, то ей вполне можно поступиться, это просто затянет суммарное время заряда. Тогда можно обойтись без ОС, а формировать длительность обратного хода "по таблице", с запасом, исходя из худшего случая. Даже количество шагов, когда происходит уменьшение длительности обратного хода, можно минимизировать, скажем, до 3-4.

Трудно спорить, когда вместо доводов, расчетов и примеров приводится безапелляционное мнение безо всяких обоснований. Увы, практика (в том числе данное обсуждение) показывает, что такое безапелляционное мнение часто бывает ошибочным, а доводы не приводятся по той простой причине, что их или вообще нет, или же они слишком шаткие, чтобы их было не стыдно произнести вслух. Со своей стороны, вынужден еще раз процитировать аппликуху AVR131, стр.2 и 3 In the AVR, the timer/counters are used to generate PWM signals. To change the PWM base frequency, the timer clock frequency and top counter value is changed. Faster clock and/or lower top value will increase the PWM base frequency, or timer overflow frequency. With full resolution (top value 255) the maximum PWM base frequency is 250 kHz. Increasing the base frequency beyond this frequency will be at the expense of reduced resolution, since fewer step are then available from 0% to 100% duty cycle. Altering the value of the Output Compare Registers (OCR) changes the duty cycle. Increasing the OCR value increases the duty cycle. The PWM output is high until the OCR value is reached, and low until the timer reaches the top value and wraps back to 0. This is called Fast-PWM mode. The selection of resolution versus base frequency is thus an application dependent trade-off. Setting the counter top value to a small value, very high base frequencies are available. The highest possible timer clock frequency for the ATtiny26 high-speed timer is 64 MHz (no prescaling). At 16 MHz PWM base frequency (top value 3) the OCR value can be set to 0, 1 (25% duty cycle), 2 (50% duty cycle, A in Figure 4) or 3 (100% duty cycle). This shows that lowering the top value to increase the PWM base frequency reduces the resolution. Из этого следует, что можно получить высокочастотный ШИМ с произвольно малым числом шагов (например, 4, как в этом примере), а для получения ЧИМ достаточно манипулировать значением top. Если это не так, укажите конкретно, что мешает это сделать, а также почему в Атмеге8 нельзя получить высокочастотный ШИМ с малым числом шагов. Разве в Атмеге этот кусок железа совсем другой?

Предполагалось, что человек изучал ТОЭ, однако давно этими знаниями не пользуется, многое забыл, и потому нуждается в помощи. "Подключить конденсатор через ключ к источнику напряжения" есть напоминание об одном из законов коммутации. Однако если человек ТОЭ не изучал, то никаких ассоциаций у него такая фраза не вызовет, а разумные доводы, базирующиеся на законах ТОЭ, его мнения не изменят. Если не знаете, ТОЭ - это Теоретические Основы Электротехники, один из фундаментальных курсов любой технической специальности.

Че-то я там про МЭК языки не нашел. Собственно, не нашел там вообще ничего кроме пустого трепа.

i=t*Vo/L1=5мкс*6В/2.71мкГн= 11А. Откуда 5.7А взялось? А это из чего следует?

Обычный нерегулируемый пуш-пулл вполне успешно может работать без специального дросселя, если обеспечить мягкий старт и/или защиту транзисторов по току. Благо всегда есть индуктивность рассеяния, а много ему не надо. Даже в регулируемом трансформаторном buck-е можно воспользоваться индуктивностью рассеяния трансформатора, то ли по хорошему знанию и пониманию происходящих процессов и свойств компонентов, то ли наоборот, по незнанию и непониманию Самое смешное, что последнее довольно часто сходит с рук. А потом можно с невинным видом утверждать что дросселя нет и он вообще не нужен, и спорить будет трудно. Трудно будет что-то объяснить такому "успешному схемотехнику" (по сути - радиолюбителю), т.к. для этого ему надо бы втолковать электротехнику начиная с самых азов, а он пальцы будет веером растопыривать, типа "плавали - знаем" (с). К примеру, в приведенном ранее случае обычного трансформаторного источника 50 Гц, индуктивность рассеяния транса прекрасно работает в качестве дросселя, особенно в маленьких трансах, и особенно в тех, где обмотки находятся в разных половинах каркаса. Люди, не способные нарисовать эквивалентную схему, об этом могут не догадываться. Однако предложи им подключить конденсатор через ключ к источнику напряжения - тогда, может быть, в мозгах что-то "кликнет", потому что вспомнят о законах коммутации. А может, и не вспомнят, или ляпнут что "это неприменимо к данному случаю", и тебя же еще будут уличать "в заблуждениях", такие фрукты тут тоже тусуются. :cranky:

Примерно десять баксов, плюс-минус, в зависимости от кол-ва и от продавца.

http://www.danube.com.tw/index2.html Использовал 2Вт DC/DC регулирумые типа CAR с двуполярным выходом. Дроссели - размера 1210, на токи, соответствующие вх/вых токам преобразователя. Кондеры танталовые в параллель с керамикой. На входе два дросселя (чтобы и синф., и дифф. помехи давить), на выходах + и - тоже по дросселю, средняя точка выхода напрямую.

Я тоже сначала заложился на Traco, прельстился низкими помехами. Но цена у них - ой-ей-ей... Поэтому во втором варианте усторйства (с 16-битным АЦП) поставил дешевые китайские Danube, и обвесил их дросселями по входу и выходу. И никакой разницы по сравнению с Traco не было, только дешевле получилось раз в 10.

Более конкретно вам скорей всего никто не подскажет. Задача корректной перекачки энергии достаточно тривиальна. Bсе проблемы связаны с заморочками конкретной системы и, в частности, с заморочками ее ПО. Вряд ли кто-нибудь будет разбираться в вашем коде и выяснять, как лучше использовать ресурсы проца и как туда втиснуть правильный алгоритм управления ключом.

Не поленитесь, и скачайте последнюю версию 2486P–AVR–02/06. Тогда на cтр. 111 увидите The waveform generated will have a maximum frequency of fOC2 = (fclk_I/O)/2 when OCR2 is set to zero (0x00). The waveform frequency is defined by the following equation: fOCn = (fclk_I/O) / (2⋅N⋅(1 + OCRn)) Считаем еще раз c заданным менее-чем-оптимальным значением прескалера: 8MHz/(2*8*5) = 100 kHz (шаги 20%) А на следующе стрнице увидите Fast PWM Mode The fast PWM differs from the other PWM option by its single-slope operation. The counter counts from BOTTOM to MAX then restarts from BOTTOM. 8MHz/(1*8*10) = 100 kHz (шаги 10%) Чтобы получить ЧИМ (что гораздо правильнее), достаточно установить (даже в обычном режиме) макс. частоту при скважности 2 (OCRn=0) 8MHz/(2*8*1) = 500 kHz (длительность прямого хода 1 us), послe чего регулировать OCRn (т.е. период цикла, оставляя неизменной длительность прямого хода): в начале заряда значение OCRn большое (чтобы ток успел уйти в нагрузку), в конце уменьшается до 0. Менять период цикла можно грубыми скачками, это только лишь снизит оптимальность и слегка растянет суммарное время.

Энергия накапливается не "в первичке" и не "во вторичке", а в магнитном поле (сердечника, когда он есть). На прямом ходе вторичка "отключена" и не участвует в процессе накопления, это верно. Для расчетов процесса накопления энергии в формулах используется индуктивность первички. На обратном ходе первичка "отключена" и не участвует в процессе расхода накопленной энергии. Поэтому для расчетов расхода накопленной энергии используется индуктивность вторички. Нарисуйте эквивалентную схему силовой цепи, где трансформатор заменен дросселем. Это будет безтрансформаторный инвертирующий преобразователь, но на прямом ходе индуктивность дросселя L, а на обратном L'. :glare:

А где же тогда ШИМ? :unsure: Не теряйте нити разговора. Валентиныч сейчас управляет силовым ключом, выдавая на него меандр. Я предлагал вместо этого использовать ШИМ, пусть даже грубый. AML предложил ЧИМ, и я с ним согласен. Собственно, это тоже подразумевалось в моих предыдущих постах, недаром же я постоянно долдонил про фиксированное время прямого хода.

Очень дельное предложение. Не обязательно даже отслеживать напряжение, достаточно дать с небольшим запасом время, чтобы ток из катушки гарантированно ушел. Вплоть до чисто программного управления ключом, где время открытого состояния фиксированно, а время закрытого состояния ключа (количество NOP-ов в цикле) берется из заранее расчитанной таблицы. Меандром управляется силовой ключ. Неужто даже простейшие вещи надо объяснять по слогам, как дошкольникам?

Смотрите что у вас сейчас происходит, при управлении меандром постоянной частоты (предупреждаю, считаю наспех, могу ошибиться, но хоть суть проблем покажу). Предположим, требуемая длительность цикла заряда 2 мс, частота 100 кГц, источник питания Vo=6В. Емкость 0.47 мкФ, напряжение 360В, энергия C*V^2/2=30.5 мДж. За 2 мс пройдет 200 циклов заряда, в каждом цикле надо передать E=152.5 мкДж. Прямой ход преобразователя t=5мкс. За это время ток в индуктивности L возрастет на величину i=t*V/L Если считать, что в начале цикла тока в первичной не было, то требуемую индуктивность легко найти: L=(t*Vo)^2/(2*E) = 2.95 мкГн. Соответственно, ток в конце прямого хода i=10.2А Посмотрим, насколько увеличится напряжение на нагрузке, если вся накопленная энергия в первом цикле уйдет в кондер. V1=sqrt(2*E/C)=25.4 В. Чтобы не возиться с интегралами, можно просто принять, что напряжение "в среднем" было равно 1/3 от конечного (т.к. форма тока и напряжения треугольные), т.е. V1=8.48В. Теперь можно найти приведенную ко вторичной обмотке требуемую индуктивность, L'=(t*V1)^2/(2*E) = 5.89 мкГн. Требуемый коэфф. транформации, получается, должен быть равен корень из 2. Если выбрать его равным 2, то приведенная индуктивность будет велика, 11.8 мкГн, и за 5 мкс ток из нее не уйдет - слишком мало вых. напряжение. Выберем для начала 1:1, при этом ток из катушки уйдет за 2.95мкГн*10.2А/8.48В=3.5 мкс. Теперь посмотрим, что будет происходить при, скажем, 300В на выходе. В начале цикла в кондере энергия равна En=21150 мкДж, в конце 21302.5 мкДж, напряжение на кондере в конце этого n-ного цикла будет 301.08 В. Чувствуете разницу? В первом цикле напруга скакнула на 25В, а ближе к концу шажок уменьшился всего до 1В. О чем и было говорено. Поскольку разница начального и конечного значений совсем невелика, можно взять просто среднее, 300.5В, и считать что индуктвность "работала" на такое напряжение в нагрузке. Ток из катушки при этом уйдет за 2.95*10.2/300.5= 0.1 мкс. Остаток времени обратного хода (это почти 5 мкс) в системе ничего не происходит, отдыхаем-с... Если же взять коэфф. трансформации 1:2 и поиметь приведенную индуктивность 11.8 мкГн, то можно посчитать, до какой величины ток во вторичной уменьшится к концу первого периода. Начальный ток 10.2А/2=5.1А, за 5 мкс он уменьшится на 5*8.48/11.8=3.8А (на самом деле, еще меньше, т.к. не вся энергия ушла в нагрузку, так что "среднее" напряжение будет меньше 8.48В). С остаточным током в 1.3А (приведенный к первичной он будет равен 2.6А) начнется второй цикл, в нем ток в катушке опять возрастет на 10.2А, и составит 12.8А. Так что сердечник придется взять с запасом, чтоб он при этом токе не насытился. Правда, хорошо уже то, что во втором цикле энергия (и ток), судя по всему, полностью уйдет в нагрузку. Тем не менее, при высоких напряжениях опять почти пол периода сердечник будет "простаивать". Можно, конечно, взять такой коэфф. трансформации, чтобы прерывистого режима не было вплоть до 360В, или хотя бы вольт при 200. Однако токи в первичной при малых вых. напряжениях достигнут таких чудовищных величин, что все сгорит к ядрене фене, если не предусмотреть токовой зашиты. А если предусмотреть, то отдыхать система будет при прямом ходе. Шило на мыло. Регулировать ШИМ с точностью 1% совершенно не обязательно. И грубые 10%...20% скачки лучше чем никакие. Даже это позволит на порядок облегчить режимы и избежать насыщения при малых выходных.

Задача-то простая. Она ничем в сущности не отличается от процесса старта любого импульсного преобразователя, и, особенно - работающего без нагрузки или с малой нагрузкой. Единственное отличие состоит в наличии требований ко времени старта, габаритов и к КПД в этом конкретном режиме. Чтобы увеличить КПД, надо определить источник потерь. При тупом запуске 50% импульсами самый очевидный (и наиболее вероятный, судя по комментариям) источник потерь - насыщение транса, и все с этим связанное. Чтобы уменьшить время старта можно, конечно, поднять частоту, чтобы на том же сердечнике перекачивать больше мощи. Однако это самый глупый путь, т.к. при тех же 50% импульсах потери тоже возрастут. Разумнее обеспечить 100% использование сердечника подходящих габаритов на минимально возможной частоте. Для этого надо чтобы он все время работал, надо не давать ему простаивать, что совершенно неизбежно происходит при выбранном способе управления меандром. Вернее так. При управлении меандром в широком диапазоне вых. напряжений: -- Если нет простоев (т.е. ток все время вкачивается в дроссель или выкачивается из него, даже при макс. вых. напряжении) - значит, или гарантированно есть насыщение дросселя (что случится при малых. вых. напряжениях, т.к. ток "не успеет уйти" из дросселя к моменту начала нового цикла), или же дроссель "недогружен", взят с чрезмерным запасом по току и, соответственно, имеет большие габариты. -- Если же обеспечено полное выкачивание энергии из дросселя при малых вых. напряжениях, значит, при высоких он переходит в прерывистый режим, и значительную часть времени простаивает зря. Epcos, материал для фильтров. Раньше вместо него был N26. По поводу ШИМ-а в АВР-ах, если не хотите читать доку, читайте хотя бы аппликуху http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_do...nts/doc2542.pdf Increasing the base frequency beyond this frequency will be at the expense of reduced resolution, since fewer steps are then available from 0% to 100% duty cycle.

Боюсь, "всем известная формула" в данном случае неприменима. Всем известная формула как раз-таки применима в любом случае. А вот проинтегрированная строго применима только если напряжение на дросселе не мeняется, или меняется на очень малую величину, чтобы погрешность была мала. Однако речь идет не о точном расете, а о демонстрации почему дроссель будет быстрее отдавать энергию, так что все корректно. Из чего это следует? Из той же формулы, т.к. время прямого хода постоянно, напряжение питания постоянно, и прямой ход начинается когда в дросселе нет энергии. , то о какой перекачке энегии может идти речь? ИМХО, это в корне неверно. Ибо из двух этих последовательных утверждений следует, что конденсатор не заряжается вообще, то есть, V не растёт. Откуда же изменение? При pассмотрении данного вопроса (почему дроссель будет быстрее отдавать энергию) изменением можно пренебречь. Возьмите кондер побольше.

Pазная. Есть вообще без несущей. Те что с несущей - чаще всего в диапазоне 20...45 kHz, но встречаются 455 kHz и даже 1.2 MHz Зависит от протокола. Хорошее описание некоторых популярных протоколов здесь: http://www.xs4all.nl/~sbp/knowledge/ir/ir.htm

Вы не ответили на вопрос, откуда взялись 100 кГц, и проигнорировали просьбу привести формулу. PS: Не скрою, я не о Вас пекусь, а о других, кто читает и будет читать эту ветку. Ваш пример им наукa. ;)

Грубость и надменность никогда не способствовали взаимопониманию... Это я Вам польстить хотел... ;) Hадо. Это был бы совсем отстойный проц, если бы он не умел выдавать fast PWM. The waveform generated will have a maximum frequency of fOC1A = (fclk_I/O)/2 The counter counts from BOTTOM to TOP then restarts from BOTTOM. Нет, не ясно. Откуда эта цифра взялась? Формулу в студию, плз. С обоснованием ее применимости для данного случая: перекачка энергии из дросселя в нагрузку. Из всем (надеюсь) известой формулы V=L*(di/dt) следует, что если индуктивность L подключить к источнику напряжения V, то ток через нее изменится на величину i за время t = L*i/V. При постоянном времени прямого хода, в начале обратного хода в нагрузку течет ток i, один и тот же в каждом цикле. Напряжение на нагрузке (кондере) V в первом приближении можно считать постоянным за время обратного хода. Индуктивность (приведеннная ко вторичной) L. Время, за которое ток упадет до нуля, t = L*i/V, т.е. обратно пропорционально напряжению на кондере.

В этом и проблемы нет. Трансу без разницы какая у него нагрузка, "он об этом не знает". Если эту емкость заряжать от источника напряжения, эти слова имели бы смысл. А она заряжается от импульсного источника. На прямом ходе ключа в трансформаторе накопили энергию, на обратном ходе отдали накопленную энергию в нагрузку. А какая нагрузка - рояли не играет. Энергия конденсатора Ec=C*V^2/2. Если накопленная в каждом цикле на прямом ходе энергия одинакова и равна Е=L*i^2/2, а на обратном ходе кондер получает всю эту энергию, то E=C*(V1^2 - V0^2)/2, где V0 - напряжение на кондере в начале обратного хода, V1 - напряжение в конце обратного хода. То есть, с увеличением напряжения приращение напряжения в каждом цикле будет заметно уменьшаться. Если судить по приращению напряжения, вначале кондер "заряжается легко", а с увеличением напряжения - "с трудом". Правда, "высасывает" энергию из транса он все быстрее. Я в предыдущем посте объяснял, почему скважность нельзя держать постоянной. При малых напряжениях на кондере длительность обратного хода должна быть большой. Лень, что ли? Других проблем че-то мне не видать: "The PWM resolution for fast PWM can be fixed to 8-, 9-, or 10-bit" (это из даташита Атмеги8)