Перейти к содержанию
Поиск
    

yurik82

Участник
 Профиль  Обзор контента

  • Постов

    809

  • Зарегистрирован

  • Посещение

 Тип контента 

Сообщения, опубликованные yurik82

  2. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    42 минуты назад, old_boy сказал:

    Подскажите, можно ли в HFSS, используя Draw Equation Based Curve

    чтобы в формуле фигурировала именно ширина не знаю.

    можно переписать формулы и нарисовать не центральную линию для Свипа а сразу нарисовать формулой ребра фигуры и потом замкнуть пространство + CoverLines

    image.thumb.png.5da70783b1ec4f9c13780a392fb74adb.png

    image.thumb.png.7637acd366a6c91fb3b4893e0641a676.png

    $a=радиус

    $w1 и $w2 ширина в узком и широком местах

  3. Опубликовано · Пожаловаться

    10 часов назад, nicaraguanec сказал:

    Как с этим бороться?

    решатели в HFSS бывают разных типов, правой кнопкой по проекту в дереве проектов - Solution type

    - Modal - модального типа, с линией интеграции и мощностью возбуждения в Ваттах

    - Terminal - клеммного типа, с приложением разницы потенциалов между разными клеммами (терминалами)

  4. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    2 часа назад, Boriskae сказал:

    А какую конфигурацию ПК на данный момент посоветуете для HFSS?

    от нужд и хотелок зависит, может для ваших нужд и 2-ядерного ноутбука достаточно

    2 часа назад, Boriskae сказал:

    или лучше обращать внимание на максимальную частоту и производительность одного ядра?

    с повсеместным внедреним турбобуста такое деление процессоров утратило смысл. В линейке i9, процессор i9-13900KS  имеет не только максимально возможное число ядер (для десктопных серий Интел), но и одновременно максимально возможную частоту ядра 6 ГГц. В пределах одного выбранного процессора и в пределах его теплопакета вы сами можете вариьировать число нагружаемых потоков - чем меньше потоков решите запустить тем выше будет частота турбобуста. Отчасти этот эффект ответствнный за порицание HFSS который "искуственно замедляет многопоточные расчеты" по сравнению с теми временами когда "пломбир ещё был вкусный"(когда турбобуст у Интел был в зародковом состоянии)

     

    2 часа назад, Boriskae сказал:

    Имеет ли смысл покупать видеокарту для расчётов?

    Для 98% задач видеокарта недоступна в принципе.

    Для 1% задач она медленнее процессора.

    И в 1% задач можно получить какой-то прирост (не в десятки раз или раз, а на десятки процетов)

    Т.е. если купить за $6000 NVIDIA Tesla A100 то в последующие 3 года возможно удастся (но маловероятно) найти такую задачу на которой вы сэкономите 15 минут по сравнению с процессором за $500.

    Вообще Вы сами должны знать каким типом задач Вы интересуетесь, используете ли Вы вообще расчеты time-domain? Задачи реально монструозные, или речь об ускорении обычных 10-минутных задач?

  5. Опубликовано · Пожаловаться

    В вкладке Variables - min/max value и min/max step. Если min step = max step = 0.25 mm, то будет пробовать только с таким шагом. Но нельзя разрешить чтобы мог сразу перейти на 1 мм и при этом не мог на 0.6 мм.

    Кроме того, для типа оптиметрикса "Tuning" можно и явно задавать дискретность шага - в свойствах переменной вкладка Tuning.

    Для типа оптиметрикса "Optimization" только max step можно

  6. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    11 часов назад, MDMA сказал:

    ссылка на проект

    папку *.results на будущее - не надо, она только размер занимает. достаточно файла *.aedt

    Ваш файл у меня не открылся, на какие-то библиотеки ссылается.

    Плоскость симметрии должна быть секущей гранью фигуры Radiation boundary 

    У вас секущей является плоскость XZ, а гранчное условие Rad задано параллелепипедом.

    5 сторон параллелепипеда должны иметь ГУ тип RAD, а 6-я плоская грань - условие Symmetry

    На скриншоте в списке я вижу 6 условий ГУ типа Rad, вместо одного из них должно быть Symmetry, а сами блоки PML и все грани 1...5 должны существовать только справа от секущей плоскости XZ (часто для этого удобна команда Split)

  7. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    4 часа назад, nicaraguanec сказал:

    Оптимизатор может оценить КПД антенны?

    для Optimetrics без разницы из какого раздела переменная

    image.thumb.png.533a66a95dbb0da7768d2efe74fa0605.png

     

      

    4 часа назад, nicaraguanec сказал:

    Оптимизатор подогнал геометрию антенны таким образом что вся мощность максимально бы излучалась

    тепловой КПД антенны от подгона геометрии почти не зависит, у вас просто уплывет КСВ а КПД останется тот же

    КПД зависит от концептуальной схемы изделия и примененных материалов. в пределах одной схемы и тех же материалов разницы будет в пределах погрешности, и скорее всего не будет иметь никакой сходимости и точек экстремума, просто возьмет максимальный разрешенный размер и всё, чем больше размеры тем тепловые потери меньше

  8. Опубликовано · Пожаловаться

    1 час назад, K0nstantin сказал:

    Блин, вот к сожалению в HFSS нельзя "привязать" файл для импорта

    Если это не параметры дальнего поля, а S-параметры, то можно привязать внешний проект HFSS, если вставить их/его на Circuit Designer и Results строить в Circuit

  9. Опубликовано · Пожаловаться

    43 минуты назад, nicaraguanec сказал:

    Парни, есть два проекта HFSS с разными F-антеннами, Проект-1 и Проект-2. Вопрос, как их сравнить? То есть, получаю характеристики внутри Проекта-1 и Проекта-2. А как наглядно продемонстрировать различия, как визуализировать на одном графике?

    Кривые на графике можно экспортировать и импортировать через CSV файл

  10. Опубликовано · Пожаловаться

    8 минут назад, oleg-n сказал:

    формулы применяемые что в CST, что в HFSS, что в AWR или ADS - одни и те же.

    методы в HFSS есть разные: 

    3-мерные:

    - метод моментов (треугольники на проводящих поверхностях, поправочные коэффициенты для диэлектриков) в частотной области (frequency domain)

    - метод конечных элементов (тетраэдры на все элементы - и на проводники и на диэлектрики и на пустоты, никаких "поправочных" всё считается по Максвеллу) в частотной области (frequency domain)

    - finite integration technique (FIT) во временной области (time domain, transient, spectral)

    2-мерные (квази 3-мерные, 2.5D):

    - SIwave & Planar EM

     

    У разных методов разная вычислительная стоимость. Из-за того что у какого-то метода стоимость становится слишком высокая - приходится применять метод в который заведомо вводятся какие-то погрешности чтобы просчитать в разумное время в разумном ограничении ОЗУ.

    Если бы в HFSS всё можно было посчитать в МКЭ, то выбросили бы оттуда FIT, MoM, PlanarEM

  11. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    4 часа назад, Sh@dow сказал:

    Как раз на метре меряю может в этом дело?

    Я просто уточнил что на малых расстояниях формула Фрииса неточна. В даном случае неточность в вашу пользу (взаимосвязь за счет близости даже на 1.2 дБ лучше чем была бы в открытом пространстве)

     

    4 часа назад, Sh@dow сказал:

    Тоесть я так понимаю ее надо накручивать на плату.
    А причем тут металл?

    металлический корпус изделия, который работает как вторая половина антенны. от формы, размеров и положения в пространстве этой второй половины будут зависеть:

    • поляризация
    • ДН
    • КСВ

    Вот пример как антенна 2.4 ГГц (Bluetooth) прикручена к бытовому УМЗЧ FX-Audio D802C Pro

    Форма, размеры и ориентация корпуса и этой пипетки относительно корпуса влияют на все три перечисленные свойства антенн

    IMG_20210227_123856.jpg

     

    В даташите к аналогичной антенне от Mouser

    https://eu.mouser.com/datasheet/2/238/ant-868-cw-rah-1506908.pdf

    написано 

    Цитата

    The size and location of the ground plane relative to the antenna will affect the overall performance of the antenna in the final design. When used in conjunction with a ground plane smaller than that used to tune the antenna, the center frequency typically will shift higher in frequency and the bandwidth will decrease.

    The proximity of other circuit elements and packaging near the antenna will also affect the final performance.

    For further discussion and guidance on the importance of the ground plane counterpoise, please refer to Linx Application Note AN-00501: Understanding Antenna Specifications and Operation.

    image.thumb.png.56138d7325821e8fd0302f98afd78dc2.pngimage.thumb.png.5c38f2ebb2d943fe42d940b8ae3ae19e.png

  12. Опубликовано · Пожаловаться

    56 минут назад, repstosw сказал:

    как убедиться в том, что OFDM в данной ситуации полезен?  Или наоборот - как доказать его бесполезность?

    модуляции более высоких порядков позволяют экономить дефицитный спектр за счет растраты избыточной и бесплатной энергии

    чтобы тот же информационный поток передать с полосой в 2 раза меньше - энергии надо потратить условно в 5 раз больше

    в итоге - надо смотреть что вам приоритетнее, экономия заряда батарейки или поиск свободных частот

  13. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    3 часа назад, Sh@dow сказал:

    Если соединить два приемопередатчика кабелем то приемник показывает -30dBm.

    вышло -12 dBm дошло -30 dBm? 18 дБ потерялось в кабеле, или сбит показометр приемника?

    3 часа назад, Sh@dow сказал:

    По формуле Фриса затухание на 1 мере -32dB.

    -32 dBm получится при Gain = 0 dBi

    если взять направленность классического диполя Герца (2.13 dBi) то получится -27 dBm

    Если антенны находятся очень близко (3 лямбды это ещё реактивная зона) то коэффициент передачи будет немного отличаться от формулы Фрииса а ДН излучения будет немножко искажаьтся от исходной

     

    3 часа назад, Sh@dow сказал:

    Не учтена направленность антенн dBi. Не знаю как ее получить из описания.

    смотреть диаграмму направленности (раздел 2D Pattern в даташите) и где находится корреспондент на этой диаграмме. у диполей/штырей диаграмма имеет форму блинчика/тора, с максимумом в горизонт и провалами вверх и вниз. провалы могут превышать 10 дБ на каждом конце)

    Например два идеальных диполя Герца если расположить на расстоянии 1 метр в горизонт, то коэффициент передачи будет -28.2 dB (бликий к формуле Фрииса, 1.2 дБ разницы)

    А если расположить соосно (один над другим если вертикально ориентированы) то -51.2 dB, 23 дБ ослабление

     

    Кроме того, ДН всегда указывают для той поляризации в которой заявлена антенна. Если у корреспондента антенна ориентирована не в той же поляризации, то получаете ещё дополнительную кросс-поляризационную развязку

    AT86RF215M это антенна для монтажа на металлический корпус, который является неотъемлемой частью результирующей антенны. От формы этой земляной подложки и места расположения штиря на ней - будет зависеит итоговая ДН антенны (и в некотрой мере даже и поляризация, чистую вертикальную поляризацию можно получить только если земляной полигон зеркально симметричный относительно штыря. Если вцепить где-то на угол ящика - и ДН и поляризация будут непредсказуемые, с рандомными выпучиваниями и провалами в разные стороны

  17. Опубликовано · Пожаловаться

    5 часов назад, _pv сказал:

    то нагретые до комнатной температуры электроны со своим kT будут случайно через них скакать туда-сюда и шуметь на все 50 Ом?

    импеданс это соотношение напряжения к току. это не тепловое сопротивление проводника. В свободном пространстве импеданс ЭМ волны (фотона) 376,73 Ом, никаких электронов и никакого шума нет. 376,73 Ом через всю вселенную летят к нам 10 млрд. лет и не шумят ни на 300 Ом ни на 1 Ом.

    У коаксиального кабеля тепловое сопротивление близко к 0 Ом, а импеданс (соотношение полезного напряжения к полезному току) всё равно 50 Ом. С увеличением длины кабеля там будут добавляться тепловые сопротивления, полное эквивалентное сопротивление цепи будет например 51 Ом, где 50 Ом импеданс среды распространения, а 1 Ом тепловые сопротивления некоторого участка кабеля. 

    У гипотетического устройства с Nf=0 dB, импеданс 50 Ом, а добавочное (рисуется последовательно) сопротивление шумов 0 Ом.

    У реальных современых HEMT транзисторов с Nf<1 dB импеданс 50 Ом, а добавочные сопротивления шумов - два по 3.5 Ом

  18. Опубликовано · Пожаловаться

    В 30.05.2023 в 09:40, _pv сказал:

    Это ведь в какой-то довольно узкой полосе будет работать?

    Классические транзисторы в широкой полосе имели очень разные S-параметры (сильно меняется реактивность, в меньшей мере активное, но оно далеко от 50 Ом и в районе 10...25 Ом было) поэтому классическое согласование было всегда узкополосным.

    HEMT транзисторы можно создать почти без реактивности и сразу ж желаемым импедансом (обычно 50 Ом). Из-за этого впервые в истории РА-строения и LNA-стрлоения появились широкополосные многоооктавные усилители. Как бонус ещё и не нуждаются ни в каких согласованиях.

    В 30.05.2023 в 09:40, _pv сказал:

    без собственно активных 50Ом, которые сразу начнут шуметь?

    Это не те 50 Ом которые шумят. Шумовых там 3-4 Ома, а 46-47 активных (полезных).

    Если например сделать lossless трансформатор лямбда/4 и поднять до 500 Ом, а там сделать далее нагрузку с импедансом 500 Ом - то шум не изменится никак. Это не "эквивалентное сопротивление шумов", это просто импеданс. Просто соотношение напряжения к току или потенциала Е поля к продольной магнитной составляющей. 50 Ом это не плохо и не хорошо, не много и не мало, не больше и не меньше чем 15 или 500 Ом. 

  19. Опубликовано · Пожаловаться

    2 часа назад, UNIHOC сказал:

    Добрый день. Есть ли возможность в HFSS рассчитать антенну поэтапно?  Рассчитывается антенна Кассегрена. Хотелось бы произвести расчет в 3 этапа. Сначала оптимизировать рупор до нужных характеристик, потом как то сохранить резльтаты расчета и уже с этими характеристиками с помощью точечного источника рассчитать параметры субрефлектора, и точно так же потом рассчитать зеркало. Если есть такая возможность подскажите как.

    Excitations -> Assign -> Linked field -> Far field

    в проекте (например нарисовано только зеркало) в качестве источника возбуждания можно указать поле излучения другого проекта (облуча или субрефлектора)

    Пример 

    ..\Examples\HFSS\Antennas\Dish_FEBI_IE_PO.aedt

    Там же есть и пример с субрефлектором

    ..\Examples\HFSS\Antennas\Gregorian_Reflector.aedt

  20. Опубликовано · Пожаловаться

    В 23.05.2023 в 19:05, _pv сказал:

    но если эти резисторы и обеспечивают 50Ом входного сопротивления, то и Vn как минимум должно быть 0.9нВ + то что сам усилитель добавит.

    50 Ом обеспечивают S-параметры блока "noiseless block".

    У классических транзисторов никакими 50 Ом не пахло, там было 10-20 Ом и ещё и дикий реактанс. Согласование на 50 Ом традиционно делается трансформаторами импеданса (зачастую однозвенными LC фильтрами ФНЧ или ФВЧ).

    В работе которую я прикрепил в PDF для какого того Ga-As транзистора эти сопротивления указаны по 3.5 Ома. 

    • Upvote 1

  21. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    5 часов назад, MegaVolt сказал:

    ) пишет что NF не константа а зависит от сопротивления источника.

    Соотношение  сигнал/шум у законченного изделия (схемы) - зависит от согласования. При рассогласовании S-параметров, МШУ работает в неоптимальном режиме. Знаменатель и числитель (полезный сигнал и шум) проходят и генерируются в неравных соотношениях.

    Производитель транзисторов в даташите декларирует минимально возможный Nf, причем у олдскульных транзисторов (те которые надо было согласовывать, не современные 50 Ом HEMT MMIC) минимально достижимый Nf был не при КСВ=1, а при других значениях (так называемый Гопт), детальнее про это в презентации

    HFIC_chapter_7_low-noise_amplifier_design.pdf

    Выше я прикреплял скриншоты из Ansys для МШУ на транзисторе NE68133. Минимально достижимый Nf по даташиту 1.2 дБ

    Усилитель расчитанный на частоту 910 МГц получил максимальное усиление и согласование (КСВ=1) на расчетной частоте. Но с точки зрения Nf это неоптимальный участок, минимум шума получился на 1.25 ГГц (там где КСВ и усиление плохие), на на расчетной частоте Nf=1.5...1.7 dB

     

    2 часа назад, MegaVolt сказал:

    Параметры 300 пВ и 1.7 дБ никак не стыкуются. 

    Параметр Nf (тот который 1.7 дБ) зависит от шумовой температуры источника

    https://www.analog.com/en/technical-articles/noise-figure-measurement-methods-and-formulas--maxim-integrated.html

    В первом методе (Gain Method) P=kTF, где T=290K, т.е.  P=-174dBm/Hz.

    Но шумовая температура источника может быть как ниже так и выше комнатной. Измерения Nf дадут разные значения.

    Наприме, если источник это антенна дальней космической связи, то её шумовая температура. Например у антенн Deep Space Network эквивалентная шумовая температура всего 20К. Если для измерений использовать её, а не нагретый до 290K резистор то Nf у одного и того же МШУ получится другим.

     

    Особо малошумящие (рекордные) МШУ часто применяются в таких областях где нет комнатных шумовых температур, какие-то измерения могут проходить при криогенных температурах, или усиливать сигнал сигнал из антенн направленных в космос, а не в комнату.

    HFIC_chapter_7_low-noise_amplifier_design.pdf

     

      

    1 час назад, _pv сказал:

    но если они всё-таки 50Ом на входе образуют то и эквивалентный Vn который вынесли наружу будет соответственно 0.9нВ + то что сам усилитель добавит?

    Непонятен контекст что это за 50 Ом. Антенна Deep Space Network тоже 50 Ом (это её импеданс), а шум у неё всего 20К. Для расчета согласования с МШУ надо брать 50 Ом. А для расчета общего шума системы брать 20К

  22. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    2 часа назад, _pv сказал:

    (50 Ом согласования они внутри и всегда есть и при комнатной температуре)

    Эквивалентная цепь LNA в простейшем случае может быть представлена  как добавочные сопротивление (Rb и Re на примере транзистора с ОЭ)

    1-Figure1-1.png1-Figure2-1.png

    Это R будет разным, и чем лучше усилитель тем они меньше (и напрямую не связаны с 50 Ом, согласование выполняет блок помеченный как "noise free block" и его собственные S-параметры)

    Нет фундаментальных ограничений чтобы оно приближалось к нулю. До 1990-ых годов особо малошумящие LNA делали криогенными (охлаждали жидким гелием), потом научились делать ещё более малошумящие LNA при комнатной температуре. Транзистор это не резистор Джонсона-Найквиста, это некоторое квантовомеханическое устройство и шумы связаны со степенями свободы носителей заряда и влиянием на количество этого движения температуры. в HEMT транзисторах облако вырожденного электронного газа двумерное, имеет меньше степеней свободы чем свободные электроны в кристаллической решетке металла. Тепловые шумы этого облака не являются шумом абсолютно черного тела и не подчиняются статистике Больцмана/Джонсона/Найквиста.

     

    Для более детального изучения эквивалентную цепь LNA рисуют более распределенно, т.к. разные источники шума связаны с остальными элементами конструкции различными паразитными связями, и для более тщательного проектирования таких транзисторов могут применять более сложную модель

    HBT small-signal and noise equivalent-circuit model.

    На рисунке модель для изучения свойства  InP-InGaAs HBTs транзисторов.

    GaoMTT2004.pdf

    Для умозрительных целей можно представить как один нагрузочный резистор равный входному импедансу с эквивалентной шумовой температурой T.

    У современных транзисторов эта температура давно ниже комнатной. Если бы транзистор давал столько же шума сколько тепловой резистор, то энергия шума на выходе суммируется по правилу статистики RSS

    Erss² = E1² + E2²
    Erss = sqrt(E1² + E2²)

    Два источника шума по E в сумме дадут sqrt(2)*E = 1.414E = +1.5 дБ

    Транзисторы с Nf менее чем 1.5 дБ уже существуют, их эквивалентная температура шумов давно ниже комнатной
     

    Здесь показаны другие эквивалентные схемы и связанные с ними формулы: https://www.microwaves101.com/encyclopedias/noise-notes

     

    2 часа назад, _pv сказал:

    куда делся температурный шум от 50Ом согласования

    это такая метрика, в ней показывают вклад усилителя. этот вклад теоретически может быть близкий к нулю.

     

    2 часа назад, _pv сказал:

    фотодиод пусть пока идеальный и вообще

    у него тоже есть S-параметры, а его эквивалентная цепь будет содержать тепловой резистор шума.

    PhotodiodesSParameter.pdf

    решатели принципиальных схем (SPICE simulator) умеют решать общий Nf системы если в него в качестве входных данных подать S-параметры и Nf параметры источника, усилителя.

     

    2018-04-24_28008img-2.thumb.png.50852c28665c038f3a3540bb3bfa588e.png

    2018-04-24_28008img-3.thumb.png.a2cda3a954a6417e899af005d0e713c4.png

    2018-04-24_28008img-5.thumb.png.e89837bd9bca0b087d90f2185404ceb0.png

     

    P.S. Заметьте что в реалистичных схемах замещения - используется и сосредоточенный источник шума по напряжению, и по току

    В модели Джонсона-Найквиста без разницы как определять шум, можно и так и так (по теореме Нортона есть простая зависимость)

    https://en.wikipedia.org/wiki/Johnson–Nyquist_noise

    В эквивалентной схеме транзистора используют и то и другое, потому что разные режимы работы по разному влияют на эти составляющие. Чтобы симулятор смог корректнее считать в разных режимах работы -  ставят вольтажный источник шума и токовый (как на второй картинке в самом начале)

    • Like 1
    • Thanks 1

  23. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    4 часа назад, _pv сказал:

    что при этом было подключено на входе усилителя? закоротка?

     

    open или short

    4 часа назад, _pv сказал:

    но где тогда их шум в 0.9нВ√Гц

    0.31 это добавочный шум. Сколько будет на входе неизвестно. Источник с 50 Ом импедансом не обязательно должен иметь шумовую температуру 290K.

    Если там поставить резистор нагретый до 290K то будет 0.9 нв, если горячее - больше, если охладить - меньше.

    Если поставить комнатную антенну - будет 0.9 нв, если направленную антенну направить в космос (шумовая температура антенны 50К) опять будет меньше.

    нановольты - это абсолютная метрика. сколько энергии шума (в пересчете на Vrms в пересчете на вход) вставляет этот LNA.
    0.219 µV * 100 = 21.9 µV в полосе 500 кГц должно быть на выходе при open или short на входе

    Для этих 0.31 нВ можно высчитать температуру Джонсона-Найквиста, раз это меньше чем 0.9 значит шумовая температура этого усилителя ниже комнатной.

    Nf - это относительная метрика, насколько изменится SINR. На SINR влияет не только добавочный шум LNA, а и согласование КСВ, ведь при плохом согласовании есть потери полезного сигнала на S11, из-за этого SINR дополнительно ухудшается.

    Если КСВ=1 (источник 50 Ом) и допустим источник имеет комнатную шумовую температуру, то 0.9 нВ шума источника по правилах RSS сложатся с 0.31 нВ шума LNA.

    Если КСВ=2 (источник имеет реактивность и/или R<>50 Ом) и допустим источник имеет комнатную шумовую температуру, то 0.9 нВ шума источника частично отразятся от входа (и полезный сигнал тоже), на 11.1% по мощности, 88.9% зайдут в LNA. Там они сложатся с 0.31 нВ. Т.к. вход был рассогласован и полезного сигнала потеряли 11.1% то SINR ухудшится чуть больше чем заявленные Nf=1.7 dB, это Nf заявленный при оптимальном согласовании (или при КСВ=1 или при некотором другом значении, бывает что у LNA оптимальный по Nf КСВ чуть больше единицы)

     

    Какая у вашего фотодиода эквивалентная шумовая температура (она не обязательно комнатная, может быть и больше и меньше чем 0.9) и какой импеданс (при какой нагрузке он 100% мощности полезного сигнала отдаст в нагрузку) неизвестно.

     

  24. Опубликовано · Изменено пользователем yurik82 · Пожаловаться

    8 часов назад, _pv сказал:

    То что Vpp и Vrms в корень из двух раз отличаются это из той же арфиметики где 40дБ == в 20 раз?

    Для синусоидального сигнала в корень из двух. 

    https://www.analog.com/en/design-center/glossary/vrms.html

    What is the relationship between RMS and peak voltage?

    The formula that relates VRMS and Vpk is: Vpk=√2 VRMS

    Для несинусоидального сигнала Vrms это интеграл, всегда должно выполняться условие P = Vrms*Irms.

    При синфазном сложении сигналов складываются их энергии/мощности (т.е. Vrms).

    При случайном сложении шумоподобных сигналов "The uncorrelated noise sources add as the root-sum-of-squares (RSS)"

    https://www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/low-noise-inamp-nanovolt-sensitivity.html

    Поэтому простое суммирование входного шума с шумом LNA по даташиту не будет совпадать с заявленным Nf в даташите

    Также поэтому Vpp и Vrms для шума отличаются не в корень из двух раз. Для шума существует вероятность что значение сложатся синфазно (Vpp просуммируются), но среднее ожидание такого события невелико и при усреднении энергии надо брать метод RSS

  25. Опубликовано · Пожаловаться

    9 часов назад, _pv сказал:

    пока вопрос про конкретный усилитель и про его входные 50Ом: куда делся их шум и что будет с плотностью шума приведённой ко входу (не вырастет ли)

    в этой метрике он вычтен. в работе перед усилителем стоит источник (в идеале согласованный, т.е. 50 Ом), у него есть шум не менее чем у резистора при такой температуре ( Johnson-Nyquist thermal noise).

    После того как этот сигнал источника (сигнал с шумом или шум если в сигнале паузы) пройдет через усилитель - к нему добавится ещё некоторое количество шума. Если бы создать идеальный LNA с Nf=0 dB, то на выходе будет то же количество шума (приведенное ко входу) что и было на входе. У реальных LNA Nf>0 dB (у этого заявлено в даташите 1.7 dB) есть ещё некие добавочные шумы. +1.7 дБ значит что мощность шумов увеличится в 1.48х раза после прохождения.

    310 pV это метрика без входного сигнала, это или open/short или 50 ом охлажденный до 0К подключен ко входу и это количество шума которое генерирует сам LNA.

    Между этой метрикой и Nf есть некая математическая то связь, но т.к. там шумы суммируются с шумами - формулы сложнее и Vrms /  Vpp получаются разные (rms получается занижен, т.к. существует вероятность несинфазного сложения шумов, и среднее матетматическое ожидание ниже, хотя с очень малой вероятностью можно получить и Vpp большое, Vrms меньше чем Vpp не в sqrt(2) а намного больше)

     

    Fig3.png

×
×
  • Создать...