[rloc 43]

По ДНЗ пришёл к выводу, что импульсная раскачка ДНЗ - хрень полнейшая

Пофилософствую немного. Развитие идет циклически, сегодня мало кому удается укротить днз, завтра - средства измерения станут доступны, популярность вернется. Пока выводы такие: без временного анализа понять что там творится практически невозможно. Никто не может мне ответить, какие параметры выходят за границы. Не умеет пока спектроанализатор оценивать напряжения и токи в импульсном режиме.

[Sergey Beltchicov 0]

Если я правильно понял, речь идёт о такой схеме:

 

Да Вы все правильно поняли. Вы меня убедили. Если R-counter будет иметь значение 1, то Ваш вариант будет эквивалентен классическому офсету. Извините за навязчивый спор. Вчера болел, поэтому целый день писал на форуме. А лучше меньше писать, а больше думать.

 

Поскольку Вы эту схему опробовали в практической реализации, то, может, обсудим ее сильные (слабые) стороны относительно патентной схемы Александра. Обычно я это делаю для себя, чтобы потом при случае быстро "извлечь решение из арсенала".

 

Сильные стороны:

 

1) Эта схема объединяет ЧФД, ГУН, набор делителей в одной микросхеме. Что, наверное, удешевит синтезатор и уменьшит его потребление при прочих равных.

2) Может иметь низкие шумы. Если FOM -230, то, наверное, можно получить и под -140 на 3 ГГц (если поднять OCXO -170 без потерь до нужной подставки).

3) Вероятно, в относительно медленных приложениях схема не требует отдельной схемы предустановки частоты. Или нет?

4) При перестраиваемой и соответствующим образом распределенной в октаве подставке можно сделать систему частотно-кратного синтеза (убрать смесительные спуры).

5) Если подставка фиксированная, то можно сделать синтезатор крупного шага заданной величины (что-то типа альтернативы ДНЗ). Этот пункт лично мне нравится, пожалуй, больше других. Потому что из одной хорошей палки (например, бинарной) можно получить несколько палок с преселекцией в виде ФАПЧ.

 

Слабые стороны:

1) Чтобы получить полноценный малошумящий октавный синтезатор с любым шагом нужно будет городить перестраиваемую подставку и распределять ее в октаве. Чтобы гармоники защелкнулись, относительная ширина перестройки должна соответствовать разнице между двумя соседними гармониками (если работаем в системе частотно-кратного синтеза). А чтобы иметь комфортную для ГУНа (не очень низкую) частоту сравнения и комфортную (с точки зрения кол-ва смесителей) систему распределения подставки, может, их придется защелкивать через две (например, брать только нечетные). Тогда относительная перестройка увеличится в два раза. А раз мы городим подставку (синтезатор малого шага) с такой шириной перестройки, то может тогда лучше ее и делить (а не ГУН), как у Александра?

2) Ограниченный диапазон микросхемы. Октава 3-6 до 20 ГГц должна по идее умножаться (что муторнее с точки зрения фильтрации, чем деление). Октава 10-20 для масштабирования удобнее. Но это только для широкополосных задач.

3) Есть ли выигрыш по скорости? Как быстро переключаются ГУНы в такой микросхеме?

 

Поправьте, если в чем ошибся или упустил.

Изменено 30 марта, 2017 пользователем Sergey Beltchicov

[Chenakin 12]

А что если немного переделать схему и всё-таки влезть с офсетом, будет ли такой вариант работать?

Если я правильно понял, речь идёт о такой схеме:

Да Вы все правильно поняли. Вы меня убедили. Если R-counter будет иметь значение 1, то Ваш вариант будет эквивалентен классическому офсету.

Хронически запаздываю с ответами, тем не менее, позвольте перерисовать схему в таком виде для R=1:

 

 

Схема, предложенная AFK отличается от классического офсета включением делителя N. Если соединение – зеленая стрелка, получаем классический офсет (ну или почти классический, всё-таки здесь смысл – схлопывание), если красная, получаем схему AFK. Так выглядит убедительнее?

 

Теперь проанализируем шумы. Перерисуем схему AFK, чтобы не запутаться:

 

 

При захвате частоты будет иметь место равенства частот на входах ФД:

 

f/N = f – fHR

 

Ну а далее AFK уже приводил формулу настройки. Единственное, предположим, что ФД вносит шумы в виде случайного отклонения частоты dF. Т.к. dF может быть с любым знаком, то можно добавить к любой части, например:

 

f/N +-dF = f – fHR

 

f – f/N = fHR +-dF

 

f(1-1/N) = fHR +-dF

 

f = fHR/(1-1/N) +- dF(1-1/N)

 

Возьмем практический пример, когда частота подставки равно 3200 МГц, а частота сравнения ФД – десяток МГц. Очевидно, что в этом случае N>>1, и мы получаем:

 

f ~ fHR +-dF

 

Т.е. шумы ФД не умножаются.

 

Комментарий для Андрея (Dr.Drew). Можно опуститься и ниже шумов ФД, если ввести умножитель на К и в К раз большую подставку:

 

 

Рассуждая таким же образом, получаем:

 

f x K ~ fHR x K +-dF

 

Или относительно выхода f:

 

f ~ fHR +-dF/K

 

Т.е. шумы ФД делятся на К (уменьшаются на 20logK).

 

Вроде ничего не напутал?

 

А теперь, можно продолжить обсуждение (например, получить формулу схлопывания) – извиняюсь, что перебил Сергея:

 

Поскольку Вы эту схему опробовали в практической реализации, то, может, обсудим ее сильные (слабые) стороны относительно патентной схемы Александра.

Изменено 30 марта, 2017 пользователем Chenakin

[AFK 0]

Есть несколько вопросов. Диапазон октавный? Структура в "боевом" варианте: 2 смесителя с умножением 1..4 с учетом боковых? Что в качестве умножителей? N и D кратны между собой?

Воплощённой в "боевом" варианте структуры, к сожалению, нет. Была макетная плата, действительно с двумя смесителями, но совсем другой архитектуры. Как частный случай возможно включение и по предложенной схеме (два смесителя + делитель D).

Картинка шумов в сообщении #2412 относится к режиму работы с одним смесителем. Умножителей в чистом виде на макетке нет. N и D по хорошему да, должны быть кратны.

 

Иногда полезно просто расставить во всех точках схемы частоты и фазовые шумы (т.е. взять реальный пример). Получается всё прозрачно и нагляднее формул.

Благодарю за наставление. Часто не получается ясно выражаться . Попробую изобразить.

Делители в контурах, обведённые синим цветом, будут ухудшать шумы.

 

...

Поскольку Вы эту схему опробовали в практической реализации, то, может, обсудим ее сильные (слабые) стороны относительно патентной схемы Александра. Обычно я это делаю для себя, чтобы потом при случае быстро "извлечь решение из арсенала".

Не скажу что досконально так изучил и опробовал, но постараюсь что-то прокомментировать.

Сильные стороны:

 

1) Эта схема объединяет ЧФД, ГУН, набор делителей в одной микросхеме. Что, наверное, удешевит синтезатор и уменьшит его потребление при прочих равных.

2) Может иметь низкие шумы. Если FOM -230, то, наверное, можно получить и под -140 на 3 ГГц (если поднять OCXO -170 без потерь до нужной подставки).

3) Вероятно, в относительно медленных приложениях схема не требует отдельной схемы предустановки частоты. Или нет?

Здесь я полагаю важную роль играют регулировочные характеристики ГУН конкретной м/сх. При слишком широкой полосе возникает неопределенность из-за наличия квазизеркальной :laughing: частоты захвата.

Есть вопросы по калибровке ГУНов: как ведёт себя алгоритм в офсетной схеме; если можно отключать - то не будет ли ГУН уходить со временем за диапазон регулировки.

4) При перестраиваемой и соответствующим образом распределенной в октаве подставке можно сделать систему частотно-кратного синтеза (убрать смесительные спуры).

5) Если подставка фиксированная, то можно сделать синтезатор крупного шага заданной величины (что-то типа альтернативы ДНЗ). Этот пункт лично мне нравится, пожалуй, больше других. Потому что из одной хорошей палки (например, бинарной) можно получить несколько палок с преселекцией в виде ФАПЧ.

 

Слабые стороны:

1) Чтобы получить полноценный малошумящий октавный синтезатор с любым шагом нужно будет городить перестраиваемую подставку и распределять ее в октаве. Чтобы гармоники защелкнулись, относительная ширина перестройки должна соответствовать разнице между двумя соседними гармониками (если работаем в системе частотно-кратного синтеза). А чтобы иметь комфортную для ГУНа (не очень низкую) частоту сравнения и комфортную (с точки зрения кол-ва смесителей) систему распределения подставки, может, их придется защелкивать через две (например, брать только нечетные). Тогда относительная перестройка увеличится в два раза. А раз мы городим подставку (синтезатор малого шага) с такой шириной перестройки, то может тогда лучше ее и делить (а не ГУН), как у Александра?

Согласен, подставку целесообразно делить. Можно и вместе с ГУНом.

2) Ограниченный диапазон микросхемы. Октава 3-6 до 20 ГГц должна по идее умножаться (что муторнее с точки зрения фильтрации, чем деление). Октава 10-20 для масштабирования удобнее. Но это только для широкополосных задач.

3) Есть ли выигрыш по скорости? Как быстро переключаются ГУНы в такой микросхеме?

Пожалуй выигрыша не будет. Из шустрых LMX2582/LMX2592, по картинке из даташита десятки мкс. Время загрузки регистров тоже, наверное, учитывать надо.

 

...

Схема, предложенная AFK...

Признаться, я чуть другую схему предлагал (сообщение #2404 )

Это для упрощения анализа перешли на схему с одним смесителем. Но суть та же.

 

 

 

[Шаманъ 0]

Признаться, я чуть другую схему предлагал

Извиняюсь, что немного от Вашего варианта увел тему в сторону, но с одним смесителем к консенсусу оказалось прийти проще :). Схему с одним смесителем (что обсуждали) я предлагал еще вот здесь #1844 и дальше #1846 , #1847, но обсуждение как-то не пошло. Она реализована в виде двух работающих макетов (один с целочисленным делением и один с DDS в качестве делителя). Картинка из сообщения пропала, но по формулам и комментариям дальше должно быть все понятно.

 

А раз мы городим подставку (синтезатор малого шага) с такой шириной перестройки, то может тогда лучше ее и делить (а не ГУН), как у Александра?

А теперь, можно продолжить обсуждение (например, получить формулу схлопывания) – извиняюсь, что перебил Сергея:

Схлопывание штука очень приятная, но я у себя воспользовался другим свойством, возникающим именно в силу подключения делителя опоры к ГУНу. У меня в качестве этого делителя используется DDS, как следствие я избавился от необходимости иметь высокочастотную опору с хорошей чистотой спектра (на DDS ведь что зря не подашь, а подставка может быть довольно грязной, если эта грязь лежит за полосой петли).

 

 

Правда в итоге получились палки на частотах где коэффициент деления ДДС близок к целому числу (притом палки не ДДСные), но это ожидаемо (никакого схлопывания то теперь нет). Решается эта проблема двигая подставку, но малого шага от подставки теперь не требуется.

 

И развитие этой идеи с ДДСом - берем F/N PLL в виде м/сх (типа HMC833 и подобных) и легким движением руки заставляем работать ее в оффсетном режиме:

 

 

Жалко, что последний вариант я проверить не могу - дорого и технологически мне сложно сделать "на коленке" плату под нечто подобное hmc833.

[Chenakin 12]

Извиняюсь, что немного от Вашего варианта увел тему в сторону, но с одним смесителем к консенсусу оказалось прийти проще :).

Да, так проще для восприятия и ”анализа”. А потом уже миксеров можно дорисовать сколько душа пожелает.

 

Схему с одним смесителем (что обсуждали) я предлагал еще вот здесь #1844 и дальше #1846 , #1847, но обсуждение как-то не пошло.

Значит звёзды тогда не сошлись :). Будем считать схему Шамановской. Шучу. Всегда интересно обсудить неординарные идеи, от кого бы они не проистекали.

 

P.S. И, кстати, схему тау не пропустите. Тоже весьма своеобразное решение.

Изменено 31 марта, 2017 пользователем Chenakin

[тау 23]

Рассуждая таким же образом, получаем:

 

f x K ~ fHR x K +-dF

 

Или относительно выхода f:

 

f ~ fHR +-dF/K

 

Т.е. шумы ФД делятся на К (уменьшаются на 20logK).

 

Вроде ничего не напутал?

Тот же самый результат получится , если , к примеру, использовать VCO с выходом не f , а более высокочастотный, в К раз больше( и без умножителей перед смесителем) , а выход наружу провести через делитель на К.

Но продавливание шумов приведенных ко входу ЧФД возможно не только увеличением усиления в петле обратной связи примененными умножителями , но и способом , подсказанным noise в п. 2398. За счет фазовращателя на входе REF. Фазовую ошибку малой величины проще усилить обыкновенным усилителем напряжения до нужного уровня глубины ООС по фазе, чем применять "фазовые/угловые усилители ошибки" в виде умножителей частоты ( что дорого и тепло). Останутся лишь вопросы устойчивости. но наверное они решаемы.

 

Что касается обсуждений оффсетной подачи ООС на ЧФД , используя одновременно и N делитель с выхода VCO. Вставлю 5 копеек.

Часто в рассуждениях член 1/N отбрасывается из-за большого N. Но при малых N стоит учитывать фазу этого сигнала относительно оффсетной фазы. Например в большинстве рассмотренных схем более высокочастотная подставка , дающая на входе ФД сигнал f_HR-f (вместо f-f_HR) приводит к увеличению дифференциальной ошибки фазы на входе ФД, тем самым увеличивая глубину ОС и степень подавления ЧФДшного шума. Например при N=2 получается выигрыш на 10дб. при N=3 6дб

Изменено 31 марта, 2017 пользователем тау

[Sergey Beltchicov 0]

Признаться, я чуть другую схему предлагал

Это для упрощения анализа перешли на схему с одним смесителем. Но суть та же.

 

На вложенном рисунке ведь именно та схема, которую Вы предлагали? Я хочу, используя логику Александра, обратить внимание на один момент, касающийся делителя, который я обвел красным цветом.

 

Захват произойдет в случае равенства частот:

 

fVCO/N +dF =fVCO - fHR - fVCO/D

fHR+dF = fVCO - fVCO/N - fVCO/D

если N>>1, то

fHR+dF ~ fVCO(1-1/D)

или относительно выхода fVCO

fVCO ~ fHR/(1-1/D)+dF/(1-1/D)

 

То есть получается, что будет добавка к шуму ЧФД в виде (1-1/D). В случае D=4 это 1.33 или 2,5дБ. Пустяк, конечно, но тем не менее.

 

А вот у Александра (когда делим подставку) при прочих равных получается:

fHR/N+dF=fVCO-fHR-fHR/D

fVCO+dF=fHR/N+fHR+fHR/D

при N>>1

fVCO+dF~fHR(1+1/D)

То есть увеличения dF нет вообще.

 

Или я ошибаюсь?

 

А если использовать делитель R не равный 1, то в простейшем случае с одним смесителем получится:

 

fVCO/N+dF=(fVCO-fHR)/R

fVCO*R/N+dF*R = fVCO-fHR

fHR+dF*R = fVCO-fVCO*R/N

при N>>1

fVCO~fHR+dF*R

Изменено 31 марта, 2017 пользователем Sergey Beltchicov

[AFK 0]

А вот у Александра (когда делим подставку) при прочих равных получается... увеличения dF нет вообще.

По-моему такая же должна быть добавка, а то какой-то вечный двигатель получается

[тау 23]

То есть увеличения dF нет вообще.

 

Или я ошибаюсь?

есть небольшое уменьшение dF. делители с одной стороны стоят, видимо поэтому

 

А если использовать делитель R не равный 1, то в простейшем случае с одним смесителем получится:

 

fVCO/N+dF=(fVCO-fHR)/R

fVCO*R/N+dF*R = fVCO-fHR

fHR+dF*R = fVCO-fVCO*R/N

при N>>1

fVCO~fHR+dF*R

правильно, уменьшается глубина ОС в R раз, вот оно и портится

Изменено 31 марта, 2017 пользователем тау

[Шаманъ 0]

То есть получается, что будет добавка к шуму ЧФД в виде (1-1/D). В случае D=4 это 1.33 или 2,5дБ. Пустяк, конечно, но тем не менее.

В принципе второй смеситель может работать на сложение, тогда будет не добавка, а уменьшение. Возможно я не прав, но с моей точки зрения такие вот узлы где смеситель смешивает сигналы полученные делением от одного источника удобно рассматривать, как дробный делитель с Кд K*L/(K+-L), в данном случае K=1, L=D, соответственно Кд эквивалентного делителя может быть D/(D-1), а может быть D/(D+1) - в первом случае будет рост шума ЧФД, во втором будет уменьшение (т.к. в ООС у нас фактически будет умножитель на небольшую величину).

 

В этом плане схемы эквивалентны selfoffset loop.

[VCO 0]

Пофилософствую немного. Развитие идет циклически, сегодня мало кому удается укротить днз, завтра - средства измерения станут доступны, популярность вернется. Пока выводы такие: без временного анализа понять что там творится практически невозможно. Никто не может мне ответить, какие параметры выходят за границы. Не умеет пока спектроанализатор оценивать напряжения и токи в импульсном режиме.

А это и не нужно. Любой импульс имеет отклик - это вообще закон даже не физики, а математики.

Гасить этот отклик в цепях согласования нЕчем, он много выше в спектре, чем опора.

В цепях же нагрузки нам надо иметь минимальное отражение на СВЧ. Но оно у меня ограничено по полосе, примерно до 10-11 ГГц. А ДНЗ от 1 ГГц бьёт до 30 ГГц без учёта потерь.

[Chenakin 12]

Возможно я не прав, но с моей точки зрения такие вот узлы где смеситель смешивает сигналы полученные делением от одного источника удобно рассматривать, как дробный делитель

Да, именно так я и рассматривал гирлянду миксеров – как дробный делитель ”без потерь.” Без потерь – в смысле с минимальным приростом фазового шума в дополнение к 20logN – в отличие от классических дробных делителей, DDS и т.д.

[rloc 43]

Воплощённой в "боевом" варианте структуры, к сожалению, нет. Была макетная плата, действительно с двумя смесителями, но совсем другой архитектуры. Как частный случай возможно включение и по предложенной схеме (два смесителя + делитель D).

Не сразу понял, что макет может быть "боевым" вариантом. На листочке набросал примерный частотный план для диапазона 3-6 ГГц, получается примерно такой расклад (прошу поправить, где не так):

1. По схеме с двумя смесителями и одним делителем, Fref желательно выбирать в середине диапазона, допустим ~ 4500 МГц.

2. Чтобы ЧФД не выходил за границы 50-100 МГц и при отсутствии деления в петле, потребуется перестройка Fref в диапазоне примерно 4500-4570 МГц. В случае выбора другого диапазона, границы Fref нужно расширить.

3. За счет подмешивания Fvco/D уменьшается глубина ООС (эквивалентно делению в петле) и соответственно растут шумы (пост Сергея #2449). Дальше все зависит от того, какой ценой нам далась подставка, чтобы закрыть глаза на рост шумов до 3.5 дБ при D=3.

4. При фиксированной Fref реализовать сетку частот с равномерным шагом, допустим 100 МГц (замена ДНЗ), не получится, также как и в схеме Александра. Точность перестройки Fref должна быть в общем случае на уровне долей Гц, чтобы не ухудшить точность задающего генератора (может быть на уровне 1-10 ppb).

 

Второй смеситель с делителем D я не использовал, кстати.

Значит умножитель все таки работает. В моем арсенале, в качестве замены srd и pin диодов, появились схемы на транзисторах, опять же на эффекте рассасывания, с более интересными хар-ми, более высокой входной частотой, простотой использования, низкой ценой.

 

Временно отложил плату в сторонку, так как ПЛГ пользуется большей популярностью.

По сути офсетная схема не намного сложнее (дороже), почему она не пошла в рабочий вариант? Или есть сомнения?

 

В цепях же нагрузки нам надо иметь минимальное отражение на СВЧ. Но оно у меня ограничено по полосе, примерно до 10-11 ГГц. А ДНЗ от 1 ГГц бьёт до 30 ГГц без учёта потерь.

Минимальное отражение в нагрузке нужно, чтобы на ДНЗ не шли обратно гармоники, не увеличивали шум. Диод же в классической схеме никак не изолирован, подвержен влиянию всех возможных факторов. По факту, существенное влияние могут оказать только первые гармоники, где-то с 1 по 3. Это можно считать "вылизыванием", а главная проблема, как я понял - иногда схема умножения вообще не работает, или имеет хар-ки на порядки худшие.

[Dr.Drew 4]

Значит умножитель все таки работает. В моем арсенале, в качестве замены srd и pin диодов, появились схемы на транзисторах, опять же на эффекте рассасывания, с более интересными хар-ми, более высокой входной частотой, простотой использования, низкой ценой.

 

По сути офсетная схема не намного сложнее (дороже), почему она не пошла в рабочий вариант? Или есть сомнения?

Скорее по типу системы зажигания бензиновых двигателей. Правда, избыточный фликкер лезет на уровне минус 170 на 10 кГц от 100 МГц, но - это уже кому и как. За то схема очень экономичная при умеренной кратности. Первое умножение лучше делать на диодных типа RMK-5-751. Наши тут приноровились с MOXO-100 их пользовать. Сейчас генератор 14 дБм выдает и этого вполне хватает, чтобы выжать эквивалент минус 176 в полке на 500 МГц при прямом подключении генератора к умножителю. Один раз минус 178 было - инженеру повезло с экземпляром - 16 выдавал.

 

В рабочий вариант ПЛГ почему не пошла? Потребляет много. В 6 ГГц модели энергоресурс всего 750 мВт - туда даже ДДС не умещается. В 12 ГГц его нет, 20 ГГц - тоже 750 мВт.

Изменено 3 апреля, 2017 пользователем Dr.Drew