[Vitaly_K 0]

On 10/17/2022 at 12:55 PM, rloc said:

В основном - переходные процессы во время переключения разрядов. Сами разряды неравновесные, отсюда нелинейность. Смоделировать переходные процессы сложно, с приемлемой точностью. Ошибками квантования по амплитуде как правило можно пренебречь, если ЦАП не 8 бит.

Да ничего такого программа ADIsimDDS не учитывает. Вот попалась мне статья Шуст И.С., Леньшин А.В. «Особенности проектирования синтезатора частот с помощью программного обеспечения ADIsimDDS».

 

Цитирую несколько строк из неё:

 

«Для оценки основных характеристик в данном программном обеспечении ADIsimDDS используются математические уравнения, но не принимаются в расчет все возможные погрешности в работе»

 

От себя добавлю, что главную пользу от ADIsimDDS вижу в возможности выбора диапазона сигнала, при котором ПСС достаточно далеко отстоят от несущей, чтобы быть подавленными в ФНЧ. А вот откуда эти ПСС берутся- об этом в статье ни слова. Это при таком её многообещающем названии.

И как же добраться до истины?

[rloc 43]

34 минуты назад, Vitaly_K сказал:

А вот откуда эти ПСС берутся- об этом в статье ни слова.

34 минуты назад, Vitaly_K сказал:

И как же добраться до истины?

Самые большие составляющие - комбинационные тактовой частоты и выходного сигнала, +-n*Fout +- m*Fclk. С некоторым приближением, уровень этих составляющих подчиняется законам, эквивалентным нелинейностям RF усилителя с наклонной OIP3. Смоделировать можно следующим образом: берем некоторый абстрактный усилитель с уменьшающейся линейностью, допустим OIP3 = +40дБм на 100МГц и OIP3=+38дБм на 500МГц, подаем на него "идеальный" ступенчатый сигнал и смотрим, какого уровня комбинационные составляющие, и в зависимости от степени приближения с реальным DAC/DDS, корректируем OIP3 и наклон.

Все остальные ПСС, не комбинационные и не гармоники, как правило имеют значительно меньший уровень, смоделировать их практически невозможно, только измерение реального макета поможет.

[Vitaly_K 0]

On 10/17/2022 at 4:40 PM, rloc said:

Самые большие составляющие - комбинационные тактовой частоты и выходного сигнала, +-n*Fout +- m*Fclk. С некоторым приближением, уровень этих составляющих подчиняется законам, эквивалентным нелинейностям RF усилителя с наклонной OIP3. Смоделировать можно следующим образом: берем некоторый абстрактный усилитель с уменьшающейся линейностью, допустим OIP3 = +40дБм на 100МГц и OIP3=+38дБм на 500МГц, подаем на него "идеальный" ступенчатый сигнал и смотрим, какого уровня комбинационные составляющие, и в зависимости от степени приближения с реальным DAC/DDS, корректируем OIP3 и наклон.

Все остальные ПСС, не комбинационные и не гармоники, как правило имеют значительно меньший уровень, смоделировать их практически невозможно, только измерение реального макета поможет.

Вот это уже ближе к делу, спасибо. Понял, что это названные комбинационные частоты. В ADI как-то оценили их уровень в -53дБн. Ну и ладно, поверим. Но как теперь быть с легендой об исключительно высоком быстродействии DDS? Чтобы от них избавиться нужен довольно-таки узкополосный фильтр. На практике это или внешний ФАПЧ или же такой же узкополосный ФНЧ, когда DDS используется как делитель частоты в петле ФАПЧ. И в итоге от легенды ничего не остаётся.

[rloc 43]

52 минуты назад, Vitaly_K сказал:

В ADI как-то оценили их уровень в -53дБн.

Не спешите делать выводы. Объясню почему.

Для примера, возьмем ЦАП LTC2000 16бит 2500МГц. Не столь важно какой именно. График SFDR выглядит следующим образом:

На первый взгляд выглядит несколько странно. До 400МГц SFDR резко падает, а потом неожиданно подскакивает на 10дБ. Включаем дедукцию. Первая полоса Найквиста заканчивается на 1250МГц, полоса среза ФНЧ по выходу ЦАП находится где-то между 1000-1250МГц. Очевидно, до 400МГц по основной гармонике в полосу ФНЧ попадает 3-я гармоника, которая как известно больше, чем 2-я, в силу дифференциального выхода. Получается, 3-ю гармонику включили в SFDR. И как после этого учитывать -53дБн?

 

52 минуты назад, Vitaly_K сказал:

Чтобы от них избавиться нужен довольно-таки узкополосный фильтр. На практике это или внешний ФАПЧ или же такой же узкополосный ФНЧ, когда DDS используется как делитель частоты в петле ФАПЧ. И в итоге от легенды ничего не остаётся.

Кроме узкополосных фильтров есть другие методики. Повторяться не буду.

[Vitaly_K 0]

On 10/17/2022 at 7:18 PM, rloc said:

Не спешите делать выводы. Объясню почему.

Для примера, возьмем ЦАП LTC2000 16бит 2500МГц. Не столь важно какой именно. График SFDR выглядит следующим образом:

На первый взгляд выглядит несколько странно. До 400МГц SFDR резко падает, а потом неожиданно подскакивает на 10дБ. Включаем дедукцию. Первая полоса Найквиста заканчивается на 1250МГц, полоса среза ФНЧ по выходу ЦАП находится где-то между 1000-1250МГц. Очевидно, до 400МГц по основной гармонике в полосу ФНЧ попадает 3-я гармоника, которая как известно больше, чем 2-я, в силу дифференциального выхода. Получается, 3-ю гармонику включили в SFDR. И как после этого учитывать -53дБн?

 

Кроме узкополосных фильтров есть другие методики. Повторяться не буду.

Из графика ничего не понял. Только и вижу, что цифры невпечатляющие.

Верю, что есть и другие методики. Выберим из них самую-самую. И на сколько или во сколько расширится полоса по сравнению с аналоговым фильтром, включая ФАПЧ, при одинаковом подавлении ПСС?

[rloc 43]

18 часов назад, Vitaly_K сказал:

Из графика ничего не понял.

Хотел сказать, что из документации на микросхемы DAC/DDS параметр SFDR не полностью отражает уровень ПСС, а реальная картинка выглядит следующим образом:

За вычетом гармоник, которые в силу специфики данной темы не актуальны. Уровень ПСС порядка -80дБ до середины полосы Найквиста - вполне хороший показатель, по крайней мере для меня.

 

18 часов назад, Vitaly_K сказал:

И на сколько или во сколько расширится полоса по сравнению с аналоговым фильтром, включая ФАПЧ, при одинаковом подавлении ПСС?

Есть методики, и они давно используются на практике, позволяющие дополнительно уменьшить уровень ПСС на 10-20дБ, как минимум в первой половине Найквиста, от 0 до Fclk/4, без снижения быстродействия и с сохранением всех преимуществ цифро-аналогового преобразования, без каких-либо схемотехнически сложных решений, как бесплатный бонус. Более подробно к сожалению не могу сказать.

[Vitaly_K 0]

On 10/18/2022 at 10:32 AM, rloc said:

Есть методики, и они давно используются на практике, позволяющие дополнительно уменьшить уровень ПСС на 10-20дБ, как минимум в первой половине Найквиста, от 0 до Fclk/4, без снижения быстродействия и с сохранением всех преимуществ цифро-аналогового преобразования, без каких-либо схемотехнически сложных решений, как бесплатный бонус. Более подробно к сожалению не могу сказать.

Ну и то польза. Узнал кое-чего нового. Спасибо А.В. за участие.

[Dr.Drew 4]

"Сушим весла", господа

ADF4377 Datasheet and Product Info | Analog Devices

[khach 33]

Ну так ADF4377 целочисленный синтезатор, И из за навязанной архитектуры мелкий шаг только по опоре сделать можно. Нет что бы сделать раздельные делители по обеим выходам и  отдельный вход RFin как у  LMX2820. И дельта-сигма модулятор у LMX2820 22.4-GHz Wideband PLLatinum™ есть. Жалко что достать теперь трудно.

ps. LMX2820 RF Synthesizer Phase Noise Improvement With Alternative Topologies

[rloc 43]

1 час назад, Dr.Drew сказал:

ADF4377

Проблемы с ценой и доставаемостью, как и с ADF4401. На последнем IMS AD его пиарила. В коем веке приличная команда разработчиков в AD появилась.

[Chenakin 12]

On 10/9/2022 at 12:01 AM, Vitaly_K said:

Оказывается, есть такой метод синтеза под названием DDS based hybrid synthesizer. Случайно об этом узнал из книги Ulrich L. Rohde...

Гибридный - т.е. офсетные схемы с использованием DDS – это уже давно классика…

On 10/9/2022 at 12:01 AM, Vitaly_K said:

I am not interested to publish a cook book. Зачём тут кулинарная книга непонятно, но ясно, что так он выразил своё недовольство моими вопросами.

Cookbook – так здесь называют книги с практическими схемами без особой теории (по типу что у нас с Андреем получилось, ну или задумывалось). Действительно, писать их мало кто хочет. Куда интереснее просто потеоретизировать.

On 12/4/2022 at 11:08 PM, Dr.Drew said:

"Сушим весла", господа

Удавалось намерить -123 dBc/Hz (10 GHz, 10 kHz), что очень даже неплохо (это после лет 20 долгих мытарств от незабвенной ADF4106 🙂). Прогресс очевиден. Но это на одной частоте (целочисленный синтез). Если нужно хорошее разрешение, то все равно придется городить или вторую петлю, или DDS c прибамбасами в опоре и т.п. Так что вёсла сушить ещё рано. Более сложные схемы а-ля QS с наворотами позволяют сейчас играючи получать -140 dBc/Hz (10 GHz, 10 kHz) без использования сапфира. В общем, ещё есть чем заняться.

По поводу занятий. К сожалению, так и не получилось продолжить мероприятия в Радиокомпе, которое планировалось перевести в полновесную конференцию с очень интересными задумками. Но, посмотрим, ещё не вечер. А пока занимаюсь продвижением Рубидия (больше для развлечения). О технологии в общем:

Interview for Microwave Journal

Презентация на ходу:

IMS-2022

Помимо работы сотрудничаю с Microwave Journal (член редколлегии), а также занят в IEEE, недавно возглавил ТС-10 комитет (все мероприятия и т.д. в IEEE по генерации и синтезу), где собраны о-очень неординарные личности:

IEEE TC-10

Кстати – кому интересно – ещё одна статья (как мне кажется, может оказаться полезной) по измерению собственных шумов различных приборов:

Article.pdf

 

Время бежит… Всех с наступающим Новым Годом!

[rloc 43]

5 часов назад, Chenakin сказал:

статья (как мне кажется, может оказаться полезной) по измерению собственных шумов различных приборов

И пример грамотного подхода к проектированию современного QS.

[rloc 43]

В 12.12.2022 в 04:29, Chenakin сказал:

Кстати – кому интересно – ещё одна статья (как мне кажется, может оказаться полезной) по измерению собственных шумов различных приборов:

Article.pdf

Надеюсь Николай будет не против, если рядом положу его публикацию 12-летней давности:

shtin2010.pdf

 

Быстро пробегусь по ключевым моментам:

1. Речь идет о 4-х каскадном SiGe распределенном усилителе в S-диапазоне 3.8-5.8 ГГц.

 

2. Схема измерения ФШ, когда еще не было под руками FSWP. В качестве спектроанализатора очевидно была использована звуковая карта.

 

3. Чувствительность измерительной системы с подавлением несущей на основе гибридного моста оказалась на уровне -180...-190 дБн/Гц. Улучшение по ФШ при суммировании 4-х транзисторов составило 5-6дБ, что близко к теории.

 

4. Результат сравнения по ФШ InGaP HBT распределенных усилителей HMC606+CMD275 с помощью FSWP на частоте 6.4ГГц и дискретного 4-х каскадного SiGe распределенного усилителя с помощью звуковой карты (зеленая кривая по таб. 2) на частоте 4.57ГГц.

 

5. Если предположить, что измерения были проведены корректно, то старые добрые SiGe транзисторы вполне имеют право на существование, если соблюдать режимы работы и не допускать насыщения, работа на уровне мощности 26дБм (эффективность ~30%) при P1dB=29дБм. Часто приходится слышать, что интегральные усилители SiGe при приближении к P1dB начинают шуметь. Как видно не всегда и не везде. В этом плане InGaP транзисторы более предсказуемые и стабильные в режиме насыщения.

[APEHDATOP 0]

4 hours ago, rloc said:

его публикацию 12-летней давности:

[chip_1 0]

Подскажите пожалуйста, есть ГУН http://prob05c9e.pic20.websiteonline.cn/upload/YSGM232508_Datasheet-huashi.pdf

У него полоса около 200МГц. Изменением напряжения на управляющем выводе только смещает полосу, но мне нужно ее сузить до 10МГц. Как это сделать? Если это невозможно, подскажите вариант недорогого ГУНа на котором полосу можно двигать и изменять ширину. Или что бы полоса была  10-20МГц.

Благодарю!