Hazagarov

Я сейчас пару тривиальных комментариев выдам. Что знаете - пропустите просто. Если НЧ - это нижняя часть вашего диапазона, то погрешности потенциально с уменьшением частоты возрастают пропорционально. Это не зависит от метода измерения. Уменьшаются шумовые и помеховые погрешности двумя способами. Увеличением времени накопления (что может противоречить скорости изменения измеряемой величины, поэтому при отработке стоит иметь выборку подлиннее и, изменяя длину, взятую в рассмотрение, найти её оптимум) и оптимизацией тракта. Метод измерения чаще даст меньше. Для оптимального построения тракта с оцифровкой надо отфильтровать первое окно Найквиста в аналоговой части перед АЦП. Опять же, при работе с заведомо бОльшими частотами дискретизации уменьшать частоту дискретизации следует одновременно с фильтрацией - фильтр, потом уменьшение частоты (в самом простом варианте фильтр реализуется простым суммированием N выборок). Я просто встречал, что это бывает не учтено даже в "серьёзных" модулях "серьёзных" фирм, поэтому, возможно, не всем очевидно. Да и я не знаю, какой системой оцифровки Вы пользуетесь, при использовании низкочастотных АЦП или микроконтроллеров чаще Вы обнаружите, что аналоговый фильтр, соответствующий условиям, делать надо будет самому.

Инсинуации я не заметил. Прошу прощения, если ненароком задел. Я строго по части мира физики и математики. Но я не помню, чтобы я просил консультацию. До четверти века не дотянул, но пару десятков лет насчитал, мне пока хватает.

Во первых, это и проблема. Во-вторых, не только на краях - отклонения АЧХ есть во всей полосе. На краях они больше просто. И, если что, у фильтра без поворота фазы и преобразователя Гильберта одной длины импульсной характеристики колебания АЧХ выстраиваются со смещением, поэтому коррекция их друг другом невозможна. Поэтому я говорю - не нужен преобразователь Гильберта (нерекурсивный фильтр). Нужно расщепление в смесителе. Потом, правда, всё равно пофильтровать суммарную частоту придётся, но уже одинаковым фильтром для обеих составляющих.

Ну, я понимаю. В смысле, что сигнал дискретный, и что есть погрешности. Но не "донеузнаваемости". И частота дискретизации для сигнала в несколько сотен герц может быть довольно большой (да, я это допустил на входе). Ну. Дело в том, что формировать такое задание гораздо удобнее в процессе проверки метода. Меня одно беспокоит)) как будто при быстрых (если их счесть сверхбыстрыми для ЧМ) изменениях человек не огребёт проблем с трёхточечным методом. Те же самые и огребёт. Вот я и говорю - пощупает, и определится. Пока не пощупает, определяться не по чему. Тем более, человеку просто надо записать выборку сигнала в первом приближении, скорее всего, любым осциллографом и пообрабатывать её, параллельно формируя измеряемые сигналы с заданными характеристиками для сравнения. P. S. Если что, я представляю себе спектральную область, и довольно неплохо, и эффекты отображения спектров при дискретизации. Давно представляю - с нулевых.

Ну, тогда Вы меня сбили, смешав всё в кучу) Я понял, что не фаза, но частота - изменение фазы. Я, измеряя фазу, знаю о частоте всё.

Ну. Серединку темы я не читал внимательно. Много. Ортогональный метод измерения фазы вполне подойдет для быстрых изменений. И частоту посчитать тоже можно. Вы не вникали в метод) я понял по сообщению. Преобразование Гильберта используется лишь для получения в постобработке (ну, в реальном времени ещё нерекурсивный фильтр используют, но из-за инерции и неидеальностей в ряде случаев лучше предпочесть расщепление в смесителе) комплексного сигнала. Это не метод измерения частоты. Но автор хотел вообще не графические результаты, а численные, и со скоростью много раз в секунду он их не разгребет никогда глазами. Поэтому, думаю, ему стоит пощупать методы, это поможет определить, что именно он хочет. С трёхточечным методом он больше замучается)) тем более, при быстрых изменениях и в широких пределах измерения. Ну, я знаю, что этот метод существует. Подозреваю, что широкого распространения он не получил из-за того, что есть методы проще и не хуже.

Знаете. Я представляю себе недостатки полиномиальной аппроксимации... Я крутил её. Давно и не очень давно. Но она вполне неплохо использовалась для решения ряда практических задач. И не только мной, и не только в этом веке. И для решения задач экстраполяции. Я просто не понимаю к чему "наезд") и скорость звука в вакууме никакого отношения к вопросу не имеет) точно. Вот Вам пример использования линейной (частный случай полиномиальной) экстраполяции движения в 21-ом веке https://cyberleninka.ru/article/n/metody-soglasovannoy-raboty-avtonomnoy-informatsionnoy-i-upravlyayuschey-sistemy-i-ispolnitelnogo-ustroystva-za-schet-umensheniya/viewer. И нет, я не собираюсь вести holy war, методы есть разные и с разными ограничениями, я просто многие возгласы не понимаю. Нормальный вполне метод. Имеет преимущество перед рекурсивными, нерекурсивными фильтрами в условном отсутствии инерции. А фильтр с отрицательным ГВЗ имеет серьезные ограничения. Попросту, при малых шумах, нелинейных искажениях и систематических помехах (да, особенно при большой избыточности данных, т. е. для медленных процессов) полиномиальная аппроксимация даёт очень неплохие результаты. Есть ещё фильтр Калмана, но во многих условиях его осваивать не обязательно (мне не приходилось - не было соответствующих задач), можно воспользоваться полиномиальной аппроксимацией. И основное применение фильтра Калмана всё же в прогнозировании. Человек, думаю, если пощупает - определится и с заданием, и с методом. Теоретически составлять эту измерительную систему в 21-ом веке, мне кажется, долго и неэффективно. При некоторых навыках это пишется, крутится пару-тройку дней, и базовые выводы о пригодности и оценках погрешностей уже можно сделать.

Смотрите. Есть комплексный (или квадратурный) сигнал. У Вас две составляющих, фазы которых развернуты на 90 градусов. Их, кстати, можно получить ещё умножением исходного сигнала на cos(wt) и -sin(wt), получите составляющие I и Q (это, кстати, можно и в реальном времени делать). Это позволяет измерить фазу текущего одного измерения сигнала как arctg(Q/I). У Вас теперь есть измеренная фаза для всех выборок сигнала (там, правда, коррекцию переходов через период надо сделать). А дальше можно определять частоту как производную от фазы. Погуглите квадратурный смеситель или фаза комплексного числа. А вторую составляющую комплексного числа в нужный момент мне быстрее всего оказалось сделать просто получив амплитуды и фазы всех спектральных составляющих после БПФ и добавив в фазу 90 градусов (или -90). Можно же преобразованием Гильберта получить. Правда в постобработке, в реальном времени такой метод недоступен. У меня была записанная выборка. А диапазоны в ФАПЧ определятся фильтром, кстати. Да и ФАПЧ - практически тот же канал преобразования Фурье, только с перестраиваемой частотой опоры. Режим поиска, потом слежения. При больших диапазонах измерения можно адаптивную фильтрацию применить. Но это уже мороки много. Попробуйте, если надо в реальном времени, через производную после расщепления на квадратурные составляющие умножением на cos и -sin (в смысле, это тоже эквивалентно, не считая суммарной частоты, помимо разностной, все хитрости у Вас потом исключительно в фильтрации будут, если точности будет не хватать) и крутыми фильтрами поверх. Можно тактовую частоту после него понизить вдвое, если частота гетеродина на середине полосы, а полоса почти от 0 до частоты дискретизации/2.

Чудится мне, что унесло людей куда-то не совсем туда. Если обработка в реальном времени (я не увидел прямого указания на то, но ответы крутятся вокруг постобработки) - ФАПЧ. Способ точнее вряд ли возможен. Если в постобработке - самое простое вот. Сделать преобразование Фурье, повернуть в нём фазы составляющих на 90 градусов - это будет вторая квадратурная составляющая (после обратного преобразования Фурье, естественно). Делал такое расщепление, было дело - проще преобразования Гильберта оказалось на ходу написать, хотя и его в других условиях для других задач делал. А дальше работаем по прямым одномоментным измерениям фазы квадратурного сигнала. Опять же, метод точнее вряд ли возможно придумать. Хотя, gridinp верно в начале темы писал - метод эквивалентный. По измерениям фазы потом можно и интерполяцию всякими полиномами, например, накрутить - если непрерывное изменение частоты пытаться измерять на малых периодах.

Ну, если считать КПД, например, как отношение напряжения на антенне к напряжению идеального источника при согласовании по мощности, тогда правда))) впрочем, мне неизвестен ход мыслей автора высказывания. to Aner & Harbinger. Частота в заглавии темы указана.

Я умею мощность пересчитывать в напряжение. Просто дБм - это дБм, а дБ - относительная величина. Стандарта об интерпретации дБ - дБм нет (и не может быть - они не эквивалентны). В российских ТЗ встречал чаще дБВт. Здравый смысл, конечно, говорит, что речь о милливаттах, но путаница в единицах измерения беспокоит)

дБ - это дБВт?

В широком диапазоне частот с помощью активных потерь. Судя по графикам, исходные s-параметры сняты с большим шагом - график можно использовать лишь как ориентировочный. Реактивное досогласование в широком диапазоне до двух гиг с минимальными потерями возможно. До 1,7 гига достигал отражений -30 дБ с вносимыми потерями в один-два дБ. При исходных отражениях усилительного каскада -15..-10 дБ на полутора гигах. До пяти гиг сложно. Надо ещё не забыть случайно об отражениях на концах кабелей, которыми подключается устройство. В кабелях подобная картина неравномерностей. Если Вам интересно, я в ближайшие дни могу подумать над вопросом. Он все же нетривиальный. Такие задачи редки. Не совсем понял, что Вы подразумеваете под неравномерностью в полосе 100 МГц. Вы предполагаете разбить диапазон на поддиапазоны и использовать калибровочную таблицу? И, может быть, хотелось бы лучше понять Вашу задачу. Кажется выполнимой.

Всё. Тогда ясно в чём просчёт. Спасибо большое. Если исходить из графиков, то выделяемая мощность ниже ожидаемой (был взят худший случай). А то пишут, что делишь (в начале данной темы, в частности) и всё.

Спасибо за совет, про эталонный источник мощности на транзисторе идея в голову не пришла. Просто задач много, хочется по возможности сузить круг. Но из теоретических соображений, если приведённые цифры на радиатор верны, при отсутствии ошибки в определении выделяемой мощности, такого перегрева как будто бы не могло возникнуть (даже положение рёбер, если верить книжке, меняет от 0,7 до 1,3, т. е. менее двух раз, а измерено почти в три раза более). Однако цифры, приведённые на радиатор некоторые сомнения внушают, в сравнении с цифрами, например, приводимыми на другие типы конструкции. Тут самое-то важное чтобы выделяемая мощность была понятна (и не ошибочна), поскольку иначе перегрев кристалла будет неизвестен, а вот это уже недопустимо, в отличие от перегрева радиатора (который измеряем), который можно и иной выбрать, или на край ввести обдув. Вот такой уточняющий вопрос. Посмотрел каталог Fisher и обнаружил там кривые зависимости теплового сопротивления от, видимо, длины. Они более чем не соответствуют обратной пропорции. Значит ли это, что вычислять тепловое сопротивление радиатора, как удельное тепловое сопротивление делённое на длину, нельзя?