komah

Попробую оживить тему. А есть простой способ получить на GW1 задержку больше, чем 128*30 пс, например, 6 нс, без PLL или DLL? Например, блок DLLDLY - дает 256 элементов в линии задержки. А сколько таких блоков на кристалле, столько же, как и DLL? Или они синтезируются по мере надобности из стандартных ячеек?

Посмотрел внимательнее, 6730 - это 6,73 нс. Удобно, конечно, если требуемая задержка сразу в секундах задается. Но непонятно, с какой дискретностью ее можно реально установить.

Приветствую! Есть кусок проекта для Cyclone IV, там используется блок altpll с параметром clk0_phase_shift = "6730". Никто не знает, как это значение вычисляется в конструкторе? Хотелось бы понять, сколько это в градусах, долях периода, еще в чем-нибудь. Входная частота, коэффициенты умножения и деления известны. Ну и вдогонку второй вопрос - clk0_duty_cycle равен 56. Для чего это может быть сделано? Сигнал используется для чтения данных с параллельного АЦП в режиме DDR.

Это же разные вещи. Антенна обеспечивает прием/излучение сигнала в двух (возможно) ортогональных поляризациях - разнесение по поляризации. Про отсчеты и задержки она ничего не знает. Лучше, хуже - не ее вопрос. Если F - разъемы на 75 Ом, то с 50 Ом они согласуются хуже, чем с 75. RG-58 это тонкий кабель с большим затуханием, особенно дешевый. А толстый 50-омный кабель на такие частоты - это дорого. Вот производитель антенн и дает возможность использовать более доступный 75-Омный. Естественно, при подключении к 50-омному оборудованию будет рассогласование. Что хуже - рассогласование или затухание, нужно решать на месте. Для приемника рассогласование не особо критично, для передатчика - по разному может быть. Имеется в виду - наведение по углу места / азимуту? Или настройка по поляризации? Для решения первой задачи ДН нужна соответствующая - см. моноимпульсный пеленгатор. Без поляризации - это как? В смысле, в оба канала один сигнал подавать?

Похоже, что обе антенны с X - поляризацией, могут работать в паре. Разъем 75 Ом - скорее всего, чтобы можно было "толстый" SAT кабель на 75 Ом использовать, он дешевле и выбор больше, чем на 50. Если на роутере выход 50 Ом, будет рассогласование. Но разница в цене кабеля может его победить 🙂 Наверняка можно. Крутить вправо/влево.

В LTE и Wimax используется SFBC - space–frequency block code. На первую антенну символы идут без изменений. На вторую - с перестановкой. K. Fazel and S. Kaiser, Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems Second Edition

А какой нужен диапазон, чтобы не было разрывов? И что переполнилось в первом разрыве на первом рисунке?

На первом графике могут быть разрывы, обусловленные тремя причинами: 1. Некорректным преобразованием 7-bit signed в 8-bit signed 2. Пропуском отсчетов при считывании из буфера 3. Периодичностью арктангенса. Они явно видны. Если смущают циферки на вертикальной оси - не надо на них смотреть. Первые две причины победил ТС. Третью победил unwrap.

Убирает разрывы на графике полной фазы, возникающие из-за того, что арктангенс возвращает значения в диапазоне от -Pi до Pi. Разность мгновенных фаз между соседними отсчетами не должна превышать Pi, если она больше - добавляется или вычитается 2Pi. В данном случае (детектор ЧМ) целиком восстанавливать полную фазу не нужно, достаточно скорректировать разность фаз.

Отвечу за ТС 😉 Да, прокатит. Там ЧМ с непрерывной фазой.

Если стартовый бит - низкий уровень (0), то проблем никаких. Преамбула дает 1 на выходе RxD, подключенное устройство ждет стартового бита, пока его нет - никакие биты не считает. 11 бит - это, очевидно, без преамбулы. 5 и более преамбул вида FF - это ведь больше 11?

Если фильтр реализован правильно, то новых спектральных составляющих он добавлять не должен. Думаю, дело не в нем. Код на Си, можно просто просто проверить на ПК, с модельным сигналом. Самый главный вопрос - соотношение между частотой сигнала и частотой дискретизации. Ну и посмотреть, нет ли ограничения при оцифровке - амплитуда слишком большая, опорное напряжение неправильное...

Это модуляция или все-таки сумма двух сигналов, один из которых с очень низкой частотой? Если частота сигнала Fs на входе АЦП превышает Fd/2, цифровой фильтр уже не поможет. Если сигнал узкополосный (чистый синус), то его можно и с меньшей, чем Fs*2 частотой оцифровывать (вторая зона Найквиста и т.д.). Но если частота сигнала близка к Fd, то разностная частота попадет в первую зону и соответственно в спектр. КИХ фильтр это ФНЧ? Вот он эту частоту и приподнял.

Там уже и деления никакого нет. Информация об амплитуде отсутствует, делить на 1 не имеет смысла. Фазовый сдвиг за счет разности времени прохождения сигнала на частоте манипуляции явно меньше погрешности взятия отсчетов в получившейся схеме. Можно сразу битовые потоки суммировать. Главное, в нечетном количестве.

Так-то не должны быть больше. Главное, чтобы динамического диапазона хватало. А это про мягкие решения для многоуровневой PAM. Весь диапазон выходных напряжений синхронизатора нужно разделить на области, соответствующие принятым символам. И нормировать значение относительно размера этих областей. Но если символ соответствует двум и более битам, а декодеру нужно мягкое решение для каждого бита, придется подумать.

Это про нормировку: Мягкие решения для (G)FSK2 - это амплитуда на выходе синхронизатора. Если нужны целочисленные - умножьте на максимальное значение и округлите.

1. Амплитуду входного сигнала для синхронизатора к 1 подтяните. Я писал, как правильно нормировать. 2. Попробуйте оценить, сколько в среднем отсчетов на бит приходится. Может, там не целое число. Просто поделите число полученных отсчетов на число бит в пакете. 3. В настройках синхронизатора loop bandwidth я бы для начала в 0,0001 поставил.

Сомнительная информация. GNU Radio генерит скрипт на питоне на основе блок-схемы. Но сами библиотеки в основном на с++. Код открыт и естественно его можно использовать. Но это не самый простой вариант, особенно для переноса на слабое железо. Зачастую выгоднее просто разобраться с алгоритмом (посмотрев его в том же GNU Radio) и реализовать уже на основе своих базовых элементов. Насчет фильтров - в Матлабе есть инструмент для их расчета. Можно им пользоваться, если характеристика фильтра предполагается неизменной. Просто скопировать оттуда коэффициенты в код на Си. Не знаю, какого качества там HDL, думаю примерно как Cи. То есть, посмотреть и забыть. Хотя, понемногу система совершенствуется, в языке уже вполне себе типизация данных появилась.

Выше petrov уже в основном ответил, добавлю от себя Я разделил схему на два интерполятора. Задача первого - из имеющихся, например, 12,5 отсчета на символ, получить целое число, например, 4. Без привязки к моменту тактирования. Второй интерполятор уже должен вычислить значение между отсчетами в оптимальный момент. Мне так удобнее, но в общем это не лучший вариант и я даже знаю, почему. До первого интерполятора. Если у него на входе 1,2 отсчета на символ, делать из них 10 не имеет смысла. С мгновенной частотой. Еще точнее, с сигналом PAM с выхода частотного дискриминатора. Там еще несколько статей в продолжение - конкретные варианты TED рассматриваются. С двумя - это алгоритм на основе максимума правдоподобия. Теоретически, наверное, оптимальный. Для определенных условий. В статье нарисована глазковая диаграмма. Наша задача - взять отсчет в точке максимального раскрытия этого глаза. И это не зависит от вида модуляции. Не применяя схем по стабилизации тактовой, мы к концу пакета (а может и раньше) уползем на границу между символами. Если при оптимальной синхронизации и почти без шумов в вашем сумматоре накапливается значение около 12, то сместившись на 6 отсчетов мы рискуем получить 0. Как насчет помех? Кстати, декодируя на глаз, тактовую тоже приходится восстанавливать. И у вас это делается - по переходам через 0. out = (1.0-alpha)*out + alpha*current_sample; alpha обычно 0,0001..0,001 Ну, коэффициент децимаиции 8,3 : 1. Я хотел обратить внимание, что синхронизатор может выдавать отсчеты асинхронно, главное, чтобы количество было правильным. Визуальные перепады, как и пик импульса, не всегда легко найти алгоритмически. К глазам нейронка более мощная подключена. Лучше какой-нибудь готовой библиотекой пользоваться. Например, liquid-dsp.

Вот хорошее начало: https://wirelesspi.com/phase-locked-loop-pll-for-symbol-timing-recovery/ Без восстановления тактовой все остальное не имеет смысла. А в учебниках про это пишут мало и неправильно. А можно записать сигнал передатчика свистком (RTL-SDR) и демодулировать полностью. И сравнивать не только программные реализации, но и условно железную (в трансивере).

Здесь вместо согласованного фильтра интегратор со сбросом (счетчик). Можно обойтись одним сумматором и вычитать отсчет, задержанный на длительность символа, если знак совпадает. Тогда переполнения не будет. Решение принимается по переходу через 0, для 4FSK работать не будет. И даже сам переход по моему не очень правильно ищется. Лучше не по одному отсчету смотреть, а по выходу интегратора. Ну и подстройки тактовой здесь нет.

Напомнило одно открытие, сделанное много лет назад ). Если постоянно суммировать отсчеты (в виде +1 и -1) и вычитать отсчет, задержанный на длительность символа, можно наблюдать интересную картину.

1. Согласованный фильтр. Импульсная характеристика должна соответствовать ИХ фильтра на передаче. Есть вероятность, что он уже присутствует до вычисления фазы. Можно проверить - на передачу выбрать режим FSK, а на приеме сначала FSK, потом GFSK. Если результаты разные, фильтр уже есть. 2. Ресемплер (интерполятор) - на каждый символ должно приходиться целое число отсчетов, например 2. 3. Выбрать метод оценивания ошибки синхронизации. Выбор зависит от числа отсчетов на символ и формы символа (ИХ фильтра). Если предполагается передача настроечной последовательности в каждом пакете, то выбор богаче, но я с такими вариантами дела не имел. Из NDA самые популярные алгоритмы - Early-Late и Гарднер. Если использовать решения о принятых символах (обратную связь) - Zero-Crossing. 4. В синхронизаторе присутствует интерполятор (например, на основе pfb), который должен выдавать значение в зависимости от полученной оценки ошибки синхронизации (в пределах интервала времени между отсчетами). 5. Если ИХ фильтра и число отсчетов на символ на входе синхронизатора всегда одни и те же (для любой скорости), п. 1, 2 и 4 можно объединить. 6. Оценка ошибки фильтруется простейшим БИХ - фильтром. Коэффициенты определяют скорость подстройки синхронизатора. 7. Если накопленная ошибка превышает интервал времени между отсчетами, следующий отсчет пропускается. 8. В схеме с pfb можно реализовать оценку ошибки синхронизации на основе максимального правдоподобия. Для этого делается два банка фильтров - с ИХ==ИХ согласованного фильтра (mf) и с ИХ== производной ИХ согласованного фильтра (dmf). Оценка ошибки рассчитывается как произведение выходов mf и dmf. 9. В итоге, при исходных 8,3 отсчета на символ, синхронизатор будет выдавать 10 выходных отсчетов на 83 входных. То есть, на каждый входной отсчет, будет получаться от 0 до N выходных. N зависит от реализации. Выше некоторых звезд ) Наверное, стоит говорить о потенциале реализации демодулятора, который обеспечит вероятность ошибки на бит не хуже, чем встроенный. В большинстве случаев мягкое решение - это просто квантованное значение амплитуды на выходе демодулятора. Дальше можно уже всякие правдоподобия считать и их отношения. Просто для выхода демодулятора в виде PAM с несколькими уровнями, нужно для каждого бита значения как-то нормировать.

Действительно весело. Это на длительности символа (бита) мгновенная частота к нулю 6 раз возвращается? Там, похоже, частота записи в регистр жестко связана с тактовой. То есть, число отсчетов на символ примерно одинаковое для любой скорости передачи. Хотя если отсчеты фазы на нижнем графике в той же временной шкале, то просто мгновенная частота неправильно считается.

Амплитудно-модулированная. Такая АЧХ у приемника получилась, НЧ ослабляются больше. А ровнее нижний график наверное потому, что A и B в знаменателе формулы для вычисления производной найдены через sin и cos. И одновременно нулю никогда не равны.