Jump to content

    
mamadu

Снаббер на flyback. R2CD или стабилитрон?

Recommended Posts

Подскажите знающие. А то я в первый раз импульсный источник делаю.

 

Делаю флайбэк 220V в 5V@10A на UCC28600.

Техасовские разработчики предлагают R2CD-снаббер. Но мне встречаются схемы на стабилитронах.

Подскажите, плиз, преимущества и недостатки этих решений.

А то у меня на макете это дело сильно греется. Я так понимаю индуктивность рассеяния великовата.

 

И я вот, не пойму одну весщь:

Напряжение Vds на главном ключе - значит =Uвх когда ключ закрыт, ноль - когда открыт, потом когда закрывается - выброс вольт этак на 2*Uвх, затем полка - Vr равная примерно Uвх + Uвых*Ктр, где Ктр - коэфф.трансформации от первичной к выходной обмотке, потом - колебательным процессом - возврат от Vr к Uвх.

Так вот, напряжение на drain превышает Uвх во время выброса и во время полки Vr.

Получается, что R2CD снаббер - мы греем не только выбросом, но и этим самым Vr, во время которого мощность должна отдаваться в нагрузку.

Стабилитрон же, я так понял, - подбирается под Vr+чутьчуть. Тогда Vr его греть не будет и мощность пойдёт в нагрузку.

Тогда непонятна мне популярность R2CD-снабберов.

Ведь они рассеивают кроме вредного выброса - энергию, которая должна отдаваться в нагрузку во время Vr.

Ведь Vr - больше Uвх и диод откоется? или я чего не так понимаю?

 

Share this post


Link to post
Share on other sites

Оба решения имею свои преимущества, хотя, про все что относится к флаю, лучше говорить "имеют свои недостатки".

Стабилитронный ограничитель прост, но его применяют в источниках небольшой мощности, трудно представить стабилитрон на 2-5 ватт тепла.

RCD имеет больше компонентов, но сбросить мощность в резистор вроде не проблема.

Назначение снаббера- демпфера -клампера - поглотить энергию в индуктивности рассеивания. Это та энергия, которая во время обратного хода не может быть передана во вторичную обмотку, так как в пространстве положение обмоток не совпадает, не совпадают полностью и их магнитные поля. Обычно, эта энергия составляет от 1.5 до 5% выходной мощности, смотря как тщательно изготовлен трансформатор.

Напряжение обратного хода определяется чисто выходным напряжением и коэффициентом трансформации, следовательно, оно постоянно. Но если не поглотить энергию индуктивности рассеивания, то это напряжение подскакивает до напряжения пробоя ключа.

Стабилитрон выбирают несколько больше (25-40V) расчетного напряжения обратного хода. Это должен быть сапрессор, обычные стабилитроны не способны поглощать большую энергию за короткое время.

RCD снаббер более гибок. Напряжение на нем автоматически регулируется и может быть задано выбором резистора. Постоянная времени - самые разные мнения и решения от 2-3 до 20-30 периодов тактовой частоты.

Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки. Малый конденсатор даст большой пик в начале ограничения, большой конденсатор приведет к излишнему потреблению в демпфере и к большому пику тока через демпферный диод....

Все это быстро через "налет часов" над макетом постигается, но основные закономерности я попробовал изложить...

 

Share this post


Link to post
Share on other sites
RCD снаббер... Напряжение на нем автоматически регулируется и может быть задано выбором резистора...

Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки...

Спасибо. Я примерно так это себе и представляю.

Но вот тут, мне бы хотелось поподробней.

Разве не весь обратный ход греет балластный резистор в снаббере?

Тот который не последовательно с конденсатором, а от катода к Uпит.

Если там какой-то порог получается - я совершенно не понимаю где.

Разве напряжение обратного хода (после выброса) - не открывает диод? И не рассеивается ли в этот момент на снаббере то, что должно быть отдано во вторичку?

Share this post


Link to post
Share on other sites
Но вот тут, мне бы хотелось поподробней.

Разве не весь обратный ход греет балластный резистор в снаббере?

Тот который не последовательно с конденсатором, а от катода к Uпит.

Если там какой-то порог получается - я совершенно не понимаю где.

Разве напряжение обратного хода (после выброса) - не открывает диод? И не рассеивается ли в этот момент на снаббере то, что должно быть отдано во вторичку?

Нет, в правильно спроектированном снаббере энергия поглощается конденсатором только в начале обратного хода. Это хорошо видно на осциллограмме напряжение на стоке ключа , короткий выплеск выше уровня обратного напряжения.

Далее, она может медленно рассеиваться в резисторе до следующего такта. Если посмотреть напряжение на самом снаббере, то видно, что напряжение на конденсаторе медленно спадает. Вроде хороший то, если оно спадает процентов на 20-30 за такт.

Порог - напряжение обратного хода. Это выходное напряжение+ падение на выходном диоде , умноженные на коэффициент трансформации.

Типовые 600-700-вольтовые ключи диктуют напряжение обратного хода в районе 100-140 вольт. А на снаббере это напряжение может быть 130-160 вольт. За счет короткого выплеска от индуктивности рассеивания конденсатор снаббера подзаряжается до этого напряжения. Потом напряжение на нем падает и к следующему такту он опять может подзаряжаться. Эдакий саморегулирующийся стабилитрон.

Большую часть времени обратного хода энергия в снаббер не поступает, он срезает только пик на стоке.

ЗЫ. Выбор резистора снаббера.... конечно, его грубо можно посчитать через ток и индуктивность рассеивания. Но проще потом взять несколько больше и, постепенно уменьшая, отследить момент, когда напряжение на снаббере перестает уменьшаться. Это значит, что снаббер достиг предела эффективности, дальше будет воровать энергию из вторички.

Share this post


Link to post
Share on other sites
Большую часть времени обратного хода энергия в снаббер не поступает, он срезает только пик на стоке.
Спасибо, очень всё подробно.

Я даже понял.

Конденсатор заряжается через диод, разряжается через балластный резистор.

Снаббер не отжирает энергию во время обратного хода - потому, что конденсатор зарядился выбросом, разряжается медленно и удерживает напряжение на катоде больше.

 

Если мы занижаем номинал балластного резистора - конденсатор быстро разрядится до напряжения обратного хода, пока оно ещё действует и откроет диод для отдачи полезной энергии в балласт.

Если мы завышаем номинал балластного резистора - конденсатор не успевает разряжаться до Uвх к следующему такту. Это увеличивает высоту выброса на стоке. В этом случае уменьшение балластного резистора вызовет уменьшение выброса. Если успевает разрядиться - уменьшай не уменьшай выброс ниже не будет.

???

 

Извините за настырность, но мне нужно хорошо всё понять.

Share this post


Link to post
Share on other sites

мне кажется, что Вы вполне основную идею снаббера усвоили...

Количественно можно уточнить на реальном источнике. начните с ним работать на минимальном входном напряжении, чтобы слишком легкий снаббер не дал опасного перенапряжения на стоке. Регулировка снаббера автоматически потом сохранится и на повышенном напряжении.

Регулировать снаббер нужно при максимальной нагрузке, когда ток стока максимален.

Ну и , если трансформаторы хорошо повторяются по параметрам в серии, то регулировку достаточно сделать на одном экземпляре источника. Далее все хорошо повторяется на других экземплярах.

Главное - не пересолить, не переперчить, не перемускатить.... Т.е. учитывайте возможный 10% разброс компонентов.

Share this post


Link to post
Share on other sites
Спасибо, очень всё подробно.

Я даже понял.

Конденсатор заряжается через диод, разряжается через балластный резистор.

Снаббер не отжирает энергию во время обратного хода - потому, что конденсатор зарядился выбросом, разряжается медленно и удерживает напряжение на катоде больше.

 

Если мы занижаем номинал балластного резистора - конденсатор быстро разрядится до напряжения обратного хода, пока оно ещё действует и откроет диод для отдачи полезной энергии в балласт.

Если мы завышаем номинал балластного резистора - конденсатор не успевает разряжаться до Uвх к следующему такту. Это увеличивает высоту выброса на стоке. В этом случае уменьшение балластного резистора вызовет уменьшение выброса. Если успевает разрядиться - уменьшай не уменьшай выброс ниже не будет.

???

 

Извините за настырность, но мне нужно хорошо всё понять.

 

На самом деле, процессы заряда-разряда кондера дело второе, и емкость кондера на работу снаббера с точки зрения процессов клэмпирования не влияет - пульсации на нем незначительны. Смысл кондера - создать некое напряжение для перезаряда индуктивности рассеяния - если это напряжение большое (большое R), то перезаряд происходит быстро, и потери энергии малы, при малом R перезаряд затягивается, и мощность, рассеиваемая на снаббере возрастает.

Вот здесь описана работа снаббера: http://bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf

 

Share this post


Link to post
Share on other sites
Вот здесь описана работа снаббера: http://bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf

Ага, хорошая ссылка.

Остальное - поглощение энергии Ls, ее перезаряд - об одном и том же. Можно ставить стакан на плоскость стола, можно на поверхность стола, можно просто на стол. Главное - чтобы на пол не упал. :)

Share this post


Link to post
Share on other sites
Напряжение Vds на главном ключе - значит =Uвх когда ключ закрыт, ноль - когда открыт, потом когда закрывается - выброс вольт этак на 2*Uвх, затем полка - Vr равная примерно Uвх + Uвых*Ктр, где Ктр - коэфф.трансформации от первичной к выходной обмотке, потом - колебательным процессом - возврат от Vr к Uвх.

Нет, не так на ключе Вы получите Vds=Uвх + Vr + индуктивный выброс. Клемпер именно и борется с этим индуктивным выбросом. Если транс сделать правильно, то выброс имеем не большой и фактически можно работать без клемпера, или же рассеять на нем минимум. Почитайте AN-32 от TOPSwitch. Там по флаю красивые картинки и формулы.

Share this post


Link to post
Share on other sites
..Собственно, известные мне подходы к расчету RCD демпфера, тяготеют к двум полюсам. Условно назову их методами «треугольника» и «экспоненты».

 

Единые обозначения:

C,R – компоненты демпфера;

L – индукт. рассеяния, I – макс.ток перв. обмотки, T – период, P – мощность на демпф. резисторе;

Uc, Uref; Up = Uc - Uref – напряжение демпф. емкости, «отраженное» напряжение и напряжение «выброса», соответственно.

................................................................................

...........................................

 

1. Любители «треугольника» предпочитают, чтобы Uc всегда было больше Uref и в первом приближении считают Uc постоянным. Величина C не критична, главное, чтобы произведение R*C было много больше T.

Тогда получается, в течение периода емкость разряжается постоянным током Uc/R, а заряжается треугольным током (среднее значение I/2 за время t = (I*L)/Up ), в начале обратного хода.

Средний за период ток заряда (I/2)*(t/T) = (L*I^2)/(2*T*Up).

 

Из равенства за период токов заряда и разряда, получают базовое выражение

Uc/R = (L*I^2)/(2*T*Up).

И другая очевидная формула

P = (Uc^2)/R.

 

Отсюда вытекает важное, но неприятное соотношение

P = ((L*I^2)/(2*T))*(1 + Uref/Up).

То есть, мощность на демпферном резисторе гораздо больше энергии (за период), запасаемой в индуктивности рассеяния..

 

Базовое выражение переписывают, как

R = (2*T*Up*Uc)/(L*I^2).

К вычисленному R подбирают C, чтобы постоянная времени была много больше периода T и был справедлив сам подход.

Напряжение пульсаций на емкости Uriple легко найти из равенства C*Uriple = (Uc/R)*T.

Отсюда Uriple = Uc*(T/(R*C)).

................................................................................

................................................

 

2. Сторонники «экспоненты» норовят так выбрать R и C, чтобы каждый раз к началу обратного хода напряжение Uc опускалось приблизительно до Uref.

Затем, получив очередной «пинок», взлетало на величину Up, снова опускалось до Uref и т. д. .

Вполне понятны принятые здесь базовыми соотношения:

C*((Uref + Up)^2 – Uref^2) = L*I^2;

T = R*C*ln((Uref + Up)/Uref);

P = (Uref^2)/R + (L*I^2)/(2*T).

 

Видим, что и тут поглощаемая демпфером мощность больше требуемой.

Однако (при равных Uref, Up, L, I ) здесь она раза в полтора-два получается меньше, чем в «треугольном» варианте.

 

Для определения номиналов компонентов демпфера базовые формулы переписываются, как

C = (L*I^2)/((Uref + Up)^2 – Uref^2);

R = T/ (C*ln((Uref + Up)/Uref).

................................................................................

................................................

 

Вся изложенная выше фигня хороша, и, возможно, где-то справедлива.

..Ключевое слово - возможно.. :rolleyes:

Share this post


Link to post
Share on other sites
да, как ни хитри, а в демпфере мощность выделяется несколько больше , чем чисто по теории в Ls

Все расчеты направлены на подавление последствий от Ls.

Но есть и другие факторы. Собственная емкость транса, к примеру.

Емкости диодов, транзистора опять же.

Все учесть в простых расчетах невозможно, да и не нужно.

В процессе макетирования все параметры надо уточнять все равно.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Подскажите пожалуйста.

Проектирую флайбэк, выход 14в 5а. Трансформатор рассчитывался по статье Макашова, и наматывался по ней же - сначала первичка, потом питание и под конец вторичка в три провода, чтобы получить максимальную площадь перекрытия. На сердечнике Е30 с зазором 1мм получилось 47-4-4 витков соответственно при частоте в 110кГц. Все работает как надо, замечания только к снабберу.

По Макашову снаббер не делал, так как немогу найти мощный НЧ диод с нормированным временем восстановления, а СМД типа S1..3 перегреваются в некоторых режимах. Но даже такой снаббер толком не работает, причина следующая: если уменьшать резистор снаббера, должен и обрезаться выброс на стоке, меньше резистор - меньше выброс.

Но весь интерес в том, что выброс практически не обрезается, немного только закругляется на верху. Меряю напряжение на самом снаббере - все верно, если уменьшать резистор то и напряжение на снаббере уменьшается. Но на выброс на стоке это практически не влияет, самая первая иголка так и остается, даже если резистор уменьшить в ДВА раза.

 

Уже перепробовал что угодно, и номиналы конденсаторов менял, и диоды с соответствующим пересчетом резисторов - FR207 500nS и HER207 75nS. На всякий случай укажу оптимальные на мой взгляд номиналы - FR207, 10нФ и 30к

Share this post


Link to post
Share on other sites
Но на выброс на стоке это практически не влияет, самая первая иголка так и остается, даже если резистор уменьшить в ДВА раза.

Эта "самая первая иголка" насколько выше по амплитуде установившегося напряжения обратного хода? Если вольт на 20-40- нормально.

Вы смотрите на предельное напряжение ключа- насколько оно при повышенном входном и полной нагрузке далеко от допустимого. Запас бы хоть 20% иметь.

Диоды обычно используют UF4007, UF5408. НЕR208 я тоже применял, но несколько хуже. FR ,мне кажется, плоховаты для этого узла. Там не только время восстановления формально работает, там "мягкость" характеристики важна. Слишком хороший, быстродействующий диод может даже навредить, больше звона от резкой коммутации.

Ну и стоять эта цепочка должна поближе к обмотке. Слишком длинные тонкие дорожки могут заметно работу ухудшать.

Плохо намотанный трансформатор тоже проблемы усложняет. Мотают чаще всего полпервички, выход, вторую полпервичку. Иногда мотают и в один слой, если каркас широкий и все помещается в один слой при не очень толстых проводах. Или когда на КПД начхать в 5-10 ваттнике.

При плохой конструкции трансформатора индуктивность рассеивания велика и побороть это ( подавить энергию индуктивности рассеивания в демпфере) сложно, можно немного напряжение ОХ уменьшить (Ктр уменьшить), но КПД не улучшится.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Microwatt, спасибо за развернутый ответ, именно от Вас больше всего и ожидал услышать.

 

В том то и дело, что не на 20-40В, а чуть-ли не на 200. Ключ 600В, рассчетное обратное напряжение при 373В - 550В, где-то так и получилось. Но эта иголка (точнее даже не иголка, скорее колебание) при максимальной нагрузке доходит до 650В почти, транзистор что интересно работает, но естественно греется изза пробоя паразитного диода.

Разведено естественно все максимально близко, ток мимо цепочки не проходит. Первичка моталась именно в 1 слой, тоже думал в этом проблема, намотал еще один трансформатор в 2 слоя. По замерам индуктивность рассеивания меньше почти в 3 раза, но ситуация та же самая, первое колебание таки пролазит.

 

Спасибо за подсказку по диодам, завтра попробую. Просмотрел много схем, в частности PI часто используют именно относительно медленные FR. Может и вправду диод не успевает сработать и иголка пролазит, оттого выброс на ключе есть, а на самом снаббере его нет. Обязательно отчитаюсь.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Join the conversation

You can post now and register later. If you have an account, sign in now to post with your account.

Guest
Reply to this topic...

×   Pasted as rich text.   Paste as plain text instead

  Only 75 emoji are allowed.

×   Your link has been automatically embedded.   Display as a link instead

×   Your previous content has been restored.   Clear editor

×   You cannot paste images directly. Upload or insert images from URL.