yurik82

316V и 632V, U=sqrt(P*R)

Taconic RF-10 толщиной 1/40"? Я знаю 4 причины пробоя чего либо: А) плавный тепловой разогрев (мощность рассеяния превышает мощность теплоотвода, равновесная температура выше критической для этого материала или для устройства) Б) превышение напряжения (напряженности поля) в твердом диэлектрике выше пробивной величины (внутренний пробой) В) превышение напряжения (напряженности поля) в адсорбировыннах газах в твердом диэлектрике выше пробивной величины (разрядный пробой). Находящиеся в порах газы ионизируются раньше, чем пробивается твёрдое вещество, возникающие при этом газовые разряды разрушают поверхность пор. Г) превышение напряжения (напряженности поля) в воздушном зазоре, ионизация окружающего воздуха и разрушение плазмой/дугой. Этот параметр ещё и сильно зависит от параметров окружающего газа (например от влажности воздуха). При 200W в согласованной линии 50 Ом напряжение составит 100V, в сильно рассогласованной пучности до 200V Чтобы прикинуть какие напряженности поля в воздушном и в твердом зазоре - ещё укажите какой тип линии? (полосковая, ко-планарная с землей, ко-планарная без земли, сендвич)

Из старой литературы на тему фильтров: https://drive.google.com/drive/folders/1lNvITPsGkxJjH56YsWwk2RXKKL7CMN9L?usp=sharing Ещё есть такая простенькая программка "Nuhertz Filter Solutions 2015" (есть на рутрекере) Там есть синтезатор схем многих типов фильтров, и решатель их S-параметров. Lumped это будет принципиальная схема на сосредоточенных элементах (L/C), Distributed будет эквивалент этой же L/C схемы в каком-то топологическом исполнении (большой выбор) Есть встречнополосковый (Interdigital) и встречностержневой (Combline) и близкий к ним шпилечный (hairpin) Есть экспорт в CST, но как он работает я не проверял

я все таки настаиваю что модель и изделие очень мало похожи. когда к одной из половин диполя соединен проводник (оплётка), то его свойства (топология, размеры, материал, включая но не ограничиваясь кожухом диэлектрика) сильнейшим образом влияют на S-параметры изделия. Реалистично это не измерить штангелем и не перерисовать, и смысла в этом никакого нет. Даже если бы каким-то чудом удалось угадать - смысла в этом мало, до тех пор пока оплётка "горячая" - совпадение с измерениями носит чисто случайный характер и такие измерения неповторяемы. Если не нравится балун прокладкой вдоль плеч, а хочется балун стоечного типа, то обе половинки диполя должны стоять на идентичных (симметричных) "холодных" стойках Стойки могут быть их любого материала - хоть плоские, хоть из круглого провода Этот тип балуна схематически идентичен токовому балун Рутрофф Выполнить его можно из любой пары холодных стоек - хоть "сендвич", хоть коаксиальная трубка с прорезью Можно сделать и в ко-планарном исполнении За счет разности хода ("противохода") кривых реактанса собственно биквада Харченко и балуна Рутрофф - можно существенно улучшить согласование в широкой полосе частот

Модель из Magus и "HFSS Antenna Toolkit" ссылается на книгу "Frequency independent antennas, in Antenna Engineering Handbook", 3rd edition, Johnson, R.C https://drive.google.com/file/d/1cJaO-yZh2XJQeQ2UZkOLWGRD1eigM3G9/view?usp=sharing страница 412 (Part 2 / 14. Frequency-Independent Antennas) калькулятор по этому описанию сделал некто "Arien Sligar" В книге написано что архимедова спираль является упрощенным частным случаем логарифмической спирали, и некоторая частото-независисимость наблюдается пока окружность менее лямбды (отсюда и 0.32 лямбды диаметр в калькуляторе). Как именно Arien Sligar реализовал конструктор не совсем понятно, переменные используемые в книге он не светит. При частотах по умолчанию 4-10 ГГц модель получается такая как рекомендуется в книге, диаметр 0.32 лямбды, периметр 1 лямбда. Если просто увеличить все размеры в 10 раз получится антенна на 400-1000 МГц, тоже 0.32 лямбды Но в калькуляторе так сделать невозможно, независимо от того какая выбрана верхняя частота, изменение нижней меняет пропорционально количество витков и радиус. При переменных по умолчанию модель Arien Sligar имеет импеданс в районе 135 Ом и минимальный КСВ на нагрузку 135 Ом Полоса по КСВ<1.5 около 5-15 ГГц, между 4 и 6 ГГц несмотря на заявленный диапазон - сильные перепады реактанса и импеданса Такое впечатление что калькулятор-синтезатор решили сделать, но не осилили и выложили что-нибудь чтобы считалось. Справа скриншот из книги на которую ссылается автор, слева "я художник я так вижу"

HFSS Antenna Toolkit для "Planar Archimedean Spiral" рисует внешний диаметр 0.32 lambda для Fmin при частотах по умолчанию (от 4 до 10 ГГц) Но формула в этом калькуляторе странная. Если изменить частоты, то радикально меняется количество витков. По умолчанию 1.14 витка (от 4 до 10 ГГц) Если взять от 2 до 5 ГГц то уже 2.28 витка Если взять от 1 до 2.5 ГГц то уже 4.56 витка Если взять от 0.1 до 0.25 ГГц то уже 45.6 витка Размер естественно растет конскими темпами от наращивания количества витков спирали

плюс сравнительно большая дырка вокруг кабеля, которой в реальном изделии скорее всего нет. Если кабель соединен с рефлектором (как это в 99% схем в интернете, например пайка биквада на трубку припаянную к рефлектору), то даже без учета кабеля снижения ДН косит а по оплётке кабеля снижения текут соразмерные токи Кроме того, на вашем скриншоте тонкие и длинные проводники соединения кабеля и биквада. Они имеют ощутимое влияение, а в реальном изделии они скорее всего имеют мало общего с нарисованным. То что было на фото имеет мало сходства со скриншотом.

Смотря какая цель вашего моделирования. Чтобы убедиться что кабель снижения нельзя соединять с половиной диполя/рамки - достаточно нарисовать просто кусок проводника имитирующий внешнюю сторону оплётки (просто пруток нарисовать). И увидеть что все параметры уползли (и модальные и дальнего поля), потому что по этому прутку потекли токи соразмерные с токами собственно диполя/рамки. Если же цель именно видеть влияние на согласование (S-параметры) какой-то конструкции в которой есть кабель, сделать тонкое согласование/подстройку - то и рисовать этот кабель Все нормальные антенны "промышленного калибра" имеют антенное гнездо (приборный фланец), иногда просто пигтейл с гнездом типа "мама" на конце. Вот вплоть до приборного фланца и надо рисовать, далее рисовать смысла нет.

Биквад это антенна с дифференциальным выходом на симметричную двухпроводную линию. Коаксиальный кабель это трехпроводная линия передачи. Два внутренних провода можно не моделировать. А внешний провод добавляйте в модель и поймете почему 3-проводную линию нельзя соединять с 2-проводной Припаять напрямую оплётку кабеля снижения (третий провод) к одной из половин симметричной антенны - это то же самое что взять в руки отвертку и коснуться одной из половин антенны. Естественно что резонансы сильно уплывут, а антенна будет светить не вперёд, а непредсказуемо. Вот так получится: Коаксиальные или полосковые линии подключаются к симметричным антеннам (все рамочные, дипольные, логопериодические) через балун - устройство симметризации. Традиционно на низкие частоты (МВ и ДМВ) балун для биквадов в домашних условиях выполняют прокладкой кабеля вдоль одного из плеч и вывод через точку нулевого потенциала (через вершину) Вот LTE-800 антенна, измеренный и смоделированный КСВ сошлись Кроме такого "дедовского" метода можно сделать красивый промышленный балун, например по схеме Рутрофф Т.к. прокладывать толстые кабели вдоль острой рамки неудобно, лучше моделировать "гладкий" биквад Для 800 МГц вполне подходит труба 40 мм вокруг которой гнуть "углы" Чертежи на 800 МГц тут

Токовый балун Гуанелла 4:1 преобразует 50 Ом в 200 Ом при условии что пары линий в плечах имеют характеристический импеданс Zo=100 Ом Если на дифвыходе нагрузка не 200 Ом или линии не 100 Ом, то он сильно резонансный. Вот чисто по принципиальной схеме сравнение что будет если Zo не равен 100 Ом (а например 150 Ом) Чтобы получить на одностороннем ламинате копланарный импеданс порядка 100 Ом надо чтобы дорожке имели ширину в 4.5 раза больше чем зазор между ними (для FR4, при низком эпсилон ещё шире дорожки надо) Кроме того, на топологии вашего балуна не видно симметричной дифференциальной линии 200 Ом, а только уходящие в никуда условные терминалы (или в проекте есть земля и эты выходы 2 по 100 Ом каждый относительно reference ground??) Если будет односторонняя фольга, то 200 Ом линии это примерно зазор в 1.6 раза больше чем ширина дорожки (на скриншоте выше все пропорции выдержаны) Суть работы такого балуна проще понять в волновом описании (нежели в схематическом с балансами токов и напряжений). Слева в "бутылочное горлышко" приходит волна 200 Ом. Далее Т-тройник в котором две линии по 100 Ом сходятся. Мощность 200-омной волны делится по 50% в каждое плечо. Одно из плеч перевернуто на 180 градусов в пространстве (как лента мебиуса), и справа два плеча уже синфазно (за счет того что одну половину геометрически развернули на 180) сходятся ещё на один Т-тройник, где 2х100 = 50 Ом. Для полного прохода энергии должны выдерживаться импедансы: 200, 100 и 50 Ом на каждом участке. Несоответствие импеданса хотя бы на одном участке вызывает отражение (при некоторой длине, например лямбда/4 или гармоники - эти отражения удачно нивелируются новыми порциями волны, такой балун "узкополосный") Какой импеданс имеет ваш кольцевой смеситель и на что он сам нагружен я не в курсе, но если там не 200 Ом то будут большие потери отражения. Все виды потерь сводятся только к 3 типам: - потери рассогласование (отражение S11, он же КСВ) - тепловые потери (тут влияют выбранные материалы, размеры, частоты) - потери излучения Чтобы потери на излучение были минимальными (а это не только потери, это ещё и потенциальные проблемы наводок и паразитных связей) расстояние между проводниками дифлнии должно быть значительно меньше длины волны (у вас на 200 Ом конце это не выполняется, каждый провод 200 Ом линии у вас как антенна-щупальца, а не образуют двухпроводную линию. Какие там потери на излучение - создайте отчет как будто это устройство было антенной, какой там Gain по дальнему полю (-10 дБ означает что 10% мощности порта ушло в излучение) Ещё такой аспект, касается и излучения и согласования. Плечи балуна Гуанеллы с целью миниатюризации сворачивают в "змейки", "спиральки". Открытую двухпроводную линию просто так сложить вдвое прислонив к самой себе нельзя. Между соседними витками надо увеличенное расстояние чтобы ослабить нежелательную связь. Если сама линия например 100 Ом, то между соседними виткакми ну хотя бы 200 Ом сделать. Сильная взаимная связь кроме нарушения согласования нарушает и работу самой двухпроводной линии - поле вокруг проводника не скомпенсировано, что приводит к нежелательному паразитному излучению конструкции. Вот как выглядит анимация работы такого балуна (здесь топология для 300 в 75 Ом, плечи по 150 Ом)

Ножом отрезать дорожку

WiFi антенны отдельные и никак не связаны с LTE антеннами.

Фазированная решетка сама по себе имеет немалую апертуру, и соответствующий ей коэффициент усиления (порядка 12-16 dBi). Эта апертура примерно сопоставима с размерами рефлектора такой антенны. Т.е. чтобы линза могла собирать больше энергии, она должна быть существенно больше самой антенны. Кроме того, при расчете любых линзовых антенн, следует помнить, что облучатель сферической линзовой антенны располагают таким образом, чтобы его фазовый центр совпадал с фокусом линзы F. Амплитудная же ДН (обычная ДН) облучателя должна быть таковой, чтобы, с одной стороны, энергия от облучателя не проходила мимо линзы, а с другой стороны, чтобы впределах раскрыва линзы облучатель создавал требуемое амплитудное распределение поля по раскрыву. Т.е. для такой антенны в полной мере сохраняются все требования как и для параболических антенн. Облучатель и линзу/зеркало надо проектировать совместно - фокусное расстояние линзны/зеркала делать таким, чтобы ДН облучателя облучала кромки линзы/зеркала с уровнем примерно 0 dBi (это оптимальный баланс между "переливом" и "недосветом") Также для линзовых антенн, как и для параболических зеркал есть такое понятие как КИП (коэффициент использования поверхности) и он всегда существенно меньше чем 100%. Для достижения высоких значений КИП - облучатель должен иметь низкий уровнеь боковых и задних лепестков излучения. Другими словами, если собственный Gain такой антенны 15 dBi, то чтобы получить прирост хотя бы 3 дБ (увеличить апертуру хотя бы в 2 раза) надо линзу с площадью 2х от площади рефлектора патч-антенны. А с учетом того, что КИП будет не выше 60%, надо в 3 раза более крупную линзу. Далее надо найти положение ФЦА облучателя (и вообще убедиться что фронт волны сферический) и линзу/зеркало размещать по отношению к облучателю так, чтобы фокус линзы F совпадал с ФЦА облуча. Величина обратная ФР называется оптической силой линзы D. Она зависит от показателя преломления материала (эпсилон) и радиусов кривизны поверхностей. ФР (и соответственно D) надо подобрать таким образом, чтобы кромка линзы освещалась по уровню 0 dBi Толщина лепестка облучателя и фазированных решеток зависит также и от шага решетки. Если шаг решетки сделать умышленно большим (как на вашем скриншоте) то можно добиться узкого главного луча, мощного провала между ними и мощных боковых нежелательных лепестков излучения. Сначала подбором шага решетки надо добиться чистой и симметричной ДН, без мощных боковых лучей. Судя по скриншоту у вас частота 5.8 ГГц, а шаг решетки 1.18 и 1.38 лямбды. Шаг неравный (ДН не симетричная) и очень большой. Чистую ДН дает небольшой шаг решетки 0.5-0.7 лямбды.

большие это сколько? аквариум с водой или бейсбольный стадион?

не температуры транзистора. На выходе этот шум усилится и превратится в k×T0×B×G (G — коэффициент усиления усилителя) плюс к нему добавится некое количество шума, генерируемого в самом усилителе NA При природу этого Na ничего не сказано. T0 здесь шумовая температура антенны (или иного источника, например резистор нагретый до Т0) The maximum power transfer theorem predicts that the maximum noise power is transferred from a thermal noise source when the load impedance presents a conjugate match to the source impedance. The available power P which can theoretically be transferred under such conditions is given by: P = kTB. This is also known as Johnson noise. Можно ли описать процессы внутры p-n перехода формулой P = kTB? При одной и той же температуре разные транзисторы имеют весьма разный Nf, причем на порядки. Линейная ли зависимость от температуры? или там есть в некой форме ПОС или наоборот ООС по тепловым флуктуациям? 1 dB NF это 75 Kelvin, 3 dB это 288 Kelvin. Вполне себе есть транзисторы которые при 300K имеют фактор шума меньше 75K. А в малошумящих лампах катоды имеют температуру под 1100К https://www.semanticscholar.org/paper/Cryogenic-0.5–13-GHz-low-noise-amplifier-with-3-K-Schleeh-Wadefalk/80ba6c96a24bc275818ba32e02ea088e0f397beb At 300 K the measured minimum noise temperature was 48 K at 7 GHz. At 15 K the measured minimum noise temperature was 3 K at 7 GHz and below 7 K within the entire 0.5–13 GHz band. T Вот тут измерили, что HEMT транзистор при 300К шумел на 48К, а при 15К шумел на 3К. Температура "двумерного электронного газа" внутри HEMT транзистора неоднозначно соотносится с температурой корпуса этого транзистора. https://owenduffy.net/rx/noise/noise.htm кроме теплового шума, активные цепи ещё имеют, из-за дискретности носителей заряда (электронов или дырок) Shot noise Shot noise is noise due to random fluctuations in current flowing in a circuit due to discrete current carriers and exists in all electronic amplifying devices. Shot noise is quite predictable in a thermionic diode in temperature limited emission, but it is not as well predicted in other types of active devices.