[vxi 0]

К пункту 1, который привёл привёл Александр, хотелось бы добавить правильного критерия выбора коэффицентов А и B, входящих в коэффицент деления основного делителя N. N = P*B+A. Критерием правильности работы становится условие В > A.

[Green_Smoke 0]

Уважаемый Green Smoke!

Извините за мой весьма поверхностный предыдущий ответ, постараюсь ответить подробнее (теперь уж извините за возможно излишние детали:)). Я согласен, что некоторые выводы Богдана выглядят чересчур оптимистично. Действительно, можно легко придумать пример, когда макс. коэф. деления будет меньше, чем Fвых cинт/Fвх дет. И что, шумы опоры будут переносится вверх с ухудшением меньше, чем 20logN? Поэтому вполне уместен вопрос, что улучшается – шумы опоры, или шумы фаз. дет., или шумы делителей? Т.е., конечно, нужен более серьёзный анализ схемы. Не хотите попробовать?

Я рассматриваю ценность схемы в плане использования более высокой частоты опоры (сравнения) за счёт реализации дробного коэффициента деления. Поясню на примере. Допустим (гипотетически) имеется опора 10 МГц и требуется синтезировать сигнал на 119 МГц.

 

Вариант 1 – классическая целочисленная ФАПЧ.

Делим опору на 10 и подаём на ФД. Т.е. Fвх=1 МГц. В петле используем делитель с N=119. Ухудшение шумов:

20log(Fвых/Fвх)=20log119=41,5 дБ.

 

Вариант 2 – offset loop (чтобы не было разночтений – см. ниже рисунок)

A=17, B=7, Fвх=10

Т.е. теперь мы можем использовать нашу опору непосредственно на 10 МГц, а ухудшение шумов будет:

20log(Fвых/Fвх)=20log11,9=21,5 дБ.

 

Это всё сильно упрощенно, конечно; дальше надо смотреть шумы чего доминируют, шумы ФД растут с ростом частоты, улучшаются ли шумы опоры при делении на 10, что происходит на стыке делителей и т.д. и т.п. В общем, схема – не панацея, может использоваться лишь в некоторых благоприятных случаях, а, кроме того, и не достаточно проанализирована. Тем не менее, мне очень она понравилась, как весьма оригинальный способ реализации дробного делителя. Будет желание ”перетереть” теорию – пишите. Как я говорил, можем подключить Богдана, наверное, ему будет тоже интересно.

 

В случае увеличения частоты опоры и частоты фазового детектора все ясно.

Вопрос в другом дает ли схема с автоофсетом какой-нибудь выигрыш при прочих равных?

Предлагаю сравнить прилагаемые схемы.

Как пишет Богдан в своей статье улучшение фазовых шумов в схеме с автоофсетом составит 20lg(10/17)=4.6дБ.

 

Да, еще хотелось бы знать какой будет коэффициент передачи в цепи обратной связи для расчета фазовых шумов, переходных процессов?

Просто, ( A - B )/( A *B*N)=1/119 ?

 

Для примера рассмотрим делитель вне кольца обратной связи. Обычный делитель без учета факторов второго порядка снизит фазовые шумы на 20Lg(N). Теперь заменим делитель на схему, предложенную Богданом, т.е на два делителя и смеситель. Коэффициенты деления выберем А=х и В=х-1 (х>>1). Х подобран так, что коэффициент передачи такой цепи равен х*(х-1)=N , т.е. с точки зрения коэффициента деления схема эквивалентна делителю N. При этом фазовые шумы на выходе уменьшаться на 20lg(х)-3 (3 дБ вследствие вычитания сигналов с примерно одинаковыми фазовыми шумами). С учетом соотношения х и N получим ~10lg(N)-3. Таким образом, с точки зрения фазовых шумов две эти схемы неидентичны. Отразится ли это на работе кольца ФАПЧ?

[Chenakin 12]

В случае увеличения частоты опоры и частоты фазового детектора все ясно.

Да. Именно в этом и вижу основную ценность этой схемы.

 

Вопрос в другом дает ли схема с автоофсетом какой-нибудь выигрыш при прочих равных?

Надо уточнить “прочие равные”. Если считать, что все комп. идеальны (не шумят) и част. опоры/сравнения/детектора одинакова, то я не вижу каких-либо преимуществ по срав. обыкновенным дел. на N (20logN вроде никто не отменял?). Здесь с выводами Богдана я не согласен.

 

 

Предлагаю сравнить прилагаемые схемы.

C Вашими рассуждениями согласен. Предлагаю Вам рассмотреть другой пример, который будет куда нагляднее. Для первой схемы A=8, B=7, Fвх=10, Fвых=560, а делитель на N выбрасываем (он, собственно, принципиальной роли не играет, только создаёт путаницу при обсуждении). Для второй схемы, соответственно, Fвх=10, Fвых=560, N=56). К сожалению, я выпадаю на несколько дней по работе, вернусь чуть позже (хотя, не сомневаюсь, Вы к тому времени вопрос уже закроете. Задача – наглядно показать, что ухудш. остаётся 20log56 :) ).

[Chenakin 12]

Вижу, тема self-offset дальнейшего развития не получила. Посему на том и остановимся – сие есть весьма оригинальная реализация дробных коэффициентов, а улучшение шумов при “прочих равных” оставим на совести Богдана.

 

 

И ещё, хотелось бы увидеть спрект сигнала вместе с побочными спектральными составляющими. Голая цифра минус 70 как-то не устраивает. Интересно, где они находятся.

Dr.Drew, я тут немного “понападал” на Вас в соседней теме :) , а сам так и не ответил напрямую на Ваш законный вопрос по спурам. Исправляюсь, прилагаю данные измерений на 10 ГГц и 9.987654321 ГГц (предвидя возможный вопрос, что будет, если уйти от Integer; кто пробовал некоторые новые benchtop-ы – поймёт о чём это я :) ). Скажу сразу, никаких специальных ухищрений не делалось, просто попросил инженера взять первый попавшийся образец из партии (модель FSW-0010) и “посмотреть” спуры до –80 дБн при разных spans на 10 ГГц и с небольшой отстройкой на какой-нибудь “funny frequency” на его усмотрение.

 

Test_Report.pdf

 

Как я раньше говорил, в целом, сигнал чистый до –80 дБн, шумы вблизи несущей - спектроанализаторские. Говорю “в целом”, потому что на отдельных частотах, бывает, вылезают “нерегулярные” спуры и уровнем повыше (винты несимметрично поджаты, ecosorb не так приклеен, и т.д.) “Регулярные”, т.е. соответствующие блок-диаграмме (например, спуры DDS, частоты сравнения PFD и т. д.) задавлены основательно – далеко за –80 (потому что знали где их ожидать). Можно ли гарантировать –80 или лучше? Наверное – да, но это товар не штучный, никто индивидуально мерить и подстраивать не будет. Есть производственная линия, стоит ATE, которая может промерить с десяток синтезаторов за день до –70; прошёл –70 – всё, дело сделано. Вот такой подход.

[Dr.Drew 4]

Такой вопрос по побочным спектральны составляющим (ПСС). Немного дилетантский. Для приборных синтезаторов уровень ПСС минус 80-70 - норма. Причём с течением времени эта цифра почти не меняется. С чем это связано? Проблемы с подавлением или отсутствие целесообразности в достижении уровей минус 110-100?

[rloc 43]

Для приборных синтезаторов уровень ПСС минус 80-70 - норма. Причём с течением времени эта цифра почти не меняется. С чем это связано? Проблемы с подавлением или отсутствие целесообразности в достижении уровей минус 110-100?

Любой производитель обязан гарантировать уровень ПСС во всем диапазоне своего прибора. Если написать 100-110 дБ, представляете сколько времени уйдет на измерение? Чтобы ускорить этот процесс можно конечно свипировать скачками, с промежуточным преобразованием Фурье, но тогда мы упираемся в SFDR АЦП, а оно тоже на сегодняшний день не очень высокое на больших промежуточных частотах.

[VCO 0]

Любой производитель обязан гарантировать уровень ПСС во всем диапазоне своего прибора. Если написать 100-110 дБ, представляете сколько времени уйдет на измерение? Чтобы ускорить этот процесс можно конечно свипировать скачками, с промежуточным преобразованием Фурье, но тогда мы упираемся в SFDR АЦП, а оно тоже на сегодняшний день не очень высокое на больших промежуточных частотах.

Думаю не только в этом дело. Помимо ограниченного динамического диапазона (мой спектроанализёр, например, не даёт измерить более 100 дБ), будут мешать палки самих приборов. Но и не только в этом дело. Такие спуры скорее всего мало кому нужны и труднодостижимы в подобного рода синтезаторах. А в серийном изделии в широком диапазоне температур гарантировать палки ниже -90 дБн - задача не из простых. В прошлом году загонял палки простых одноконтурных ФАПЧ ниже -100 дБн, удалось дотянуться только до -98 дБн. А тут DDS+PLL. Уже та динамика, что видна, на уровне фантастики! Я ещё долго так не смогу... :(

Александр, а как лучше всего засинхронизировать узкополосный ЖИГ-фильтр с Вашим синтезатором? Хотим применить его в приложении, где палки в узкой полосе (20-40 МГц) допустимы до -70 дБн, а в широкой (более 100 МГц) - не более -110 дБн. При этом скорость перестройки не критична.

[Green_Smoke 0]

C Вашими рассуждениями согласен. Предлагаю Вам рассмотреть другой пример, который будет куда нагляднее. Для первой схемы A=8, B=7, Fвх=10, Fвых=560, а делитель на N выбрасываем (он, собственно, принципиальной роли не играет, только создаёт путаницу при обсуждении). Для второй схемы, соответственно, Fвх=10, Fвых=560, N=56). К сожалению, я выпадаю на несколько дней по работе, вернусь чуть позже (хотя, не сомневаюсь, Вы к тому времени вопрос уже закроете. Задача – наглядно показать, что ухудш. остаётся 20log56 :) ).

 

Александр, ваше мнение и видение данного вопроса понятно.

В предлагаемом вами варианте все ясно. Просто Богдан несколько обнадёжил...

 

У меня есть еще вопрос. А в каком софте вы считаете схемы с офсетом и т.п. ?

Необходимо рассчитать параметры кольца ФАПЧ с учетом его устойчивости, получить ожидаемую характеристику фазовых шумов, ну и переходную характеристику.

[Chenakin 12]

Такой вопрос по побочным спектральны составляющим (ПСС). Немного дилетантский. Для приборных синтезаторов уровень ПСС минус 80-70 - норма. Причём с течением времени эта цифра почти не меняется. С чем это связано? Проблемы с подавлением или отсутствие целесообразности в достижении уровей минус 110-100?

Я бы сказал, с соотношением цена/целесообразность. Получить подавление за 100 можно, но вот гарантировать это в серийном изделии в широкой полосе с малым шагом выльется ну в очень хорошую цену, которую совсем не факт найдётся много желающих платить. А делать новый инструмент для очень узкого круга потребителей ни одна серьёзная фирма не отважится – затраты могут не окупиться. И, кстати, чем эти -110 мерить?

 

Любой производитель обязан гарантировать уровень ПСС во всем диапазоне своего прибора. Если написать 100-110 дБ, представляете сколько времени уйдет на измерение? Чтобы ускорить этот процесс можно конечно свипировать скачками, с промежуточным преобразованием Фурье, но тогда мы упираемся в SFDR АЦП, а оно тоже на сегодняшний день не очень высокое на больших промежуточных частотах.

Ну да, действительно, не делать же самим спектроанализатор для таких измерений. Интересно, но несколько компаний, как раз и заинтересовались именно таким применением QS – свипированим скачками (здесь важна скорость перестройки) с последующим собиранием спектра. При этом в каждой точке синтезатор is locked, что сохраняет информацию не только об амплитуде, но и о фазе, а это открывает доп. возможности при обработке сигнала.

 

Александр, а как лучше всего засинхронизировать узкополосный ЖИГ-фильтр с Вашим синтезатором? Хотим применить его в приложении, где палки в узкой полосе (20-40 МГц) допустимы до -70 дБн, а в широкой (более 100 МГц) - не более -110 дБн. При этом скорость перестройки не критична.

Ну, вот, только ушли от ЖИГа, и опять назад:) . Но, как говорится, хозяин (т.е. заказчик) – барин. Если нужно подчистить спектр ЖИГом, то, конечно, это можно сделать. Причём, мне кажется, что возможно удасться обойтись и без каких-то особых ухищрений. Однако, если синхронизация действительно необходима, то я могу предложить попробовать два метода:

 

1. Использование общей магнитной структуры

Рассмотрим четырёх-резонаторную структуру, помещённую в общее магнитное поле. Один ЖИГ-резонатор используется для построения генератора, который ФАПЧ-уется простейшей вспомогательной ФАПЧ, чтобы выставить необходимую частоту и, тем самым, установить необходимое магнитное поле. Три других резонатора образуют фильтр. А т.к. магнитное поле общее, то частота фильтра выставляется (и поддерживается) автоматически с очень высокой точностью (практически соответстующей разрешению этой вспомогательной ФАПЧ). Просто и красиво. Проблема только в том, что врядли Вы найдёте готовый прибор, т.е. делать придётся самому. Хотя, возможно (судя по вашему нику), это как раз то, что Вас и заинтересует :) .

 

2. Обычный ЖИГ фильтр

Загоняем ЦАПом фильтр заведомо ниже рабочий частоты и свипируем вверх. Измеряем уровень сигнала на выходе фильтра. Снимаем две точки (напряжение ЦАПа), соответствующие небольшой расстройке (т.е. чуть слева и справа от passband). Берём среднее арифметическое и считаем, что это и будет соотвествовать середине нашего passband (или по другому алгоритму, если АЧХ фильтра не симметричная). Если использовать однорезонаторный фильтр, то можно настроиться просто по макс. сигнала.

 

 

Александр, ваше мнение и видение данного вопроса понятно.

В предлагаемом вами варианте все ясно. Просто Богдан несколько обнадёжил...

У меня есть еще вопрос. А в каком софте вы считаете схемы с офсетом и т.п. ?

Необходимо рассчитать параметры кольца ФАПЧ с учетом его устойчивости, получить ожидаемую характеристику фазовых шумов, ну и переходную характеристику.

Обычно, Top-SPICE, который позволяет создавать свои модели компонентов. Хотя, т.к. миксер не изменяет параметры ФАПЧ, то в принципе, подойдёт любой симулятор, который Вы используете для самой обычной ФАПЧ. Помню, я в своё время успешно считал offset loops с помощью незабвенной ADI SimPLL (только с частотами приходилось немного “повозиться”, чтобы обмануть программу).

[VCO 0]

Ну, вот, только ушли от ЖИГа, и опять назад:) . Но, как говорится, хозяин (т.е. заказчик) – барин.

Да, решение действительно мягко говоря нестандартное. Первоначально предполагалось в качестве синтезатора использовать ЖИГ-синтезатор собственной разработки и дополнительно чистить его ЖИГ-фильтрами. Но это решение восприимчиво к воздействиям вибрации, поэтому приемлемо только для стационарной аппаратуры. Для мобильных применений нужно научиться гасить вибрацию ЖИГ-генератора, а мы в плане современных технологий мехатроники пока слабо развиты. И сам ЖИГ-синтезатор пока под большим вопросом, его попросту некому здесь делать.

Если нужно подчистить спектр ЖИГом, то, конечно, это можно сделать. Причём, мне кажется, что возможно удасться обойтись и без каких-то особых ухищрений.

Да, с помощью суперпрецизионного источника тока и термокомпенсации всех температурных дрейфов мне удавалось сканировать ЖИГ-фильтром частотное пространство до 40 ГГц с погрешностью 5 МГц в диапазоне температур 0 +70 ^oС, но в диапазоне -45 +85 ^o все составляющие погрешности резко увеличатся, предполагаю, что погрешность утроится. Термостатировать или подогревать систему нету возможности, итак потребление зашкальное. Да и калибровать такую систему в температуре и времени - задача не из простых. Хотим прощупать другие варианты.

Однако, если синхронизация действительно необходима, то я могу предложить попробовать два метода:

1. Использование общей магнитной структуры

Рассмотрим четырёх-резонаторную структуру, помещённую в общее магнитное поле. Один ЖИГ-резонатор используется для построения генератора, который ФАПЧ-уется простейшей вспомогательной ФАПЧ, чтобы выставить необходимую частоту и, тем самым, установить необходимое магнитное поле. Три других резонатора образуют фильтр. А т.к. магнитное поле общее, то частота фильтра выставляется (и поддерживается) автоматически с очень высокой точностью (практически соответстующей разрешению этой вспомогательной ФАПЧ). Просто и красиво. Проблема только в том, что врядли Вы найдёте готовый прибор, т.е. делать придётся самому. Хотя, возможно (судя по вашему нику), это как раз то, что Вас и заинтересует :) .

Классная идея! Правда фильтра третьего порядка может не хватить, думаю, нужен четвёртый порядок. Одна проблема - собрать такую систему очень сложно, у нас пока таких спецов нет.

2. Обычный ЖИГ фильтр

Загоняем ЦАПом фильтр заведомо ниже рабочий частоты и свипируем вверх. Измеряем уровень сигнала на выходе фильтра. Снимаем две точки (напряжение ЦАПа), соответствующие небольшой расстройке (т.е. чуть слева и справа от passband). Берём среднее арифметическое и считаем, что это и будет соотвествовать середине нашего passband (или по другому алгоритму, если АЧХ фильтра не симметричная). Если использовать однорезонаторный фильтр, то можно настроиться просто по макс. сигнала.

Мысли по такой калибровке с помощью детекторной головки в голову приходили. Но мы не можем постоянно калиброваться, бОльшую часть времени надо работать. Поэтому, думаю, разработать разумное сочетание термокомпенсации с калибровкой в следящем режиме (по времени и необходимости), как это делается, например, в векторных анализаторах Anritsu.

[khach 33]

1. Использование общей магнитной структуры

Рассмотрим четырёх-резонаторную структуру, помещённую в общее магнитное поле. Один ЖИГ-резонатор используется для построения генератора, который ФАПЧ-уется простейшей вспомогательной ФАПЧ, чтобы выставить необходимую частоту и, тем самым, установить необходимое магнитное поле. Три других резонатора образуют фильтр. А т.к. магнитное поле общее, то частота фильтра выставляется (и поддерживается) автоматически с очень высокой точностью (практически соответстующей разрешению этой вспомогательной ФАПЧ).

Идея хорошая, но наступил на грабли- пролаз сигнала вспомагательного генератора в основной фильтр- на спектре в полосе фильтра всегда стоит палка -80-90 дБм от вспомагательного источника. Для полосно-пропускающего фильтра это напрягает. Хотя для режекторного фильтра идея очень хорошо работает. Приходилось строить систему с аналоговым ЗУ для запоминания рабочего тока, отключать вспомагательный генератор после нахождения рабочей точки итд. Т.е как система самокалибровки вспомагательный генератор хорош, не надо добавлять коммутаторы тест-сигнала в тракт фильтра. Но вот постоянно с ним работать неполучается. Или надо как-то переделывать внутренности фильтра, чтобы поднять развязку генератор-фильтр до 120 дБ

Видел один извращенный прибор, в нем с ЖИГ фильтром был совмещен ЯМР магнетометр- по частоте протонного резонанса удавалось держать настройку очень точно. А система управления была обычная ФАПЧ с несколько хитрыми коэффициентами пересчета, которая напрямую сравнивала входную СВЧ частоту с соответствующей частотй ЯМР. Вот только при начальном старте приходилось синхронизировать ЯМР и ЖИГ часть ручками или с помощью поискового генератора.

 

 

[VCO 0]

Остановился на последнем методе самокалибровки системы, как на наиболее надёжном и при этом достаточно простом.

Самые удобные моменты для калибровки:

1. Резкая перестройка синтезатора: ЖИГ-фильтр догоняет уже перестроившийся QS, но не останавливается при достижении пропускания новой частоты, а перемещается дальше нужного, пока сигнал снова не начнёт исчезать. Очень интересно совместить этот метод с явлением естественной самоиндукции, оптимизировав таким образом скорость перестройки, если потребуется.

2. Второй подходящий момент для самокалибровки - включение и стартовый запуск, где можно себе позволить уделить время на большое количество точек самокалибровки.

3. "Простой" системы также должен пойти на руку. В паузах можно наснимать большое количество точек и кривых характеристики перестройки ЖИГ-генератора относительно синтезатора с его опорой.

4. Наконец, аварийная ситуация - исчезновение или ослабление сигнала после фильтра - тоже повод для самокалибровки и самодиагностики.

 

Но вот в режиме свипирования с мелким шагом перестройки скорее всего придётся швырять синтезатор и ЖИГ-генератор из начальной точки в конечную, а затем обратно, прежде чем начать процесс. Термодрейф в процессе долгого широкополосного свипа неизбежен, но прерывать свип нельзя, поэтому придётся следить за температурой всех террмочувствительных компонентов, корректируя линию движения ЖИГ-фильтра по последним кривым.

 

Построение такого алгоритма "чистки" спектра синтезатора потребует применения "самообучающихся" алгоритмов, накапливающих данные самокалибровки всей системы в разных точках и в разное время при разных температурах, поэтому ограничиться применением ПЛИС или микроконтроллера, возможно, не получится, скорее всего придётся использовать PC/104 или аналогичные широкотемпературные PC. Хотя также можно построить систему на уже полюбившемся микроконтроллере PIC32 с соответствующим обвесом. Было бы желание! :rolleyes:

[Dr.Drew 4]

Я тоже сегодня прикинул частотный план и понял, что вполне реально обойтись и одной опорой 10 ГГц, сахваченной петлёй OCXO. Причём в октаве 5-10 ГГц наберётся целый лес крутых палок, фазовый шум которых будет главным образом ограничен делителями, умножителями, смесителями и усилителями, т. е. довольно низкий.

 

 

В принципе, разницы особой нет. В QuickSyn используется “смешанная” схема, т.е. перенос и вверх и вниз. На 10 ГГц работать даже проще, т.к. от шумов уходишь довольно далеко и на многие “мелочи ” уже можно не обращать внимания. На 1 ГГц нужно быть намного аккуратнее. Другое дело, если в Вашей фразе “а я имел ввиду перенос опоры 10ГГц, типа PSI” упор делается именно на PSI, т.е. требования по шумам становятся гораздо жёстче. Тут уж придётся помучиться, т.к. даже обычные цифровые делители уже такие шумы не поддерживают, придётся делать аналоговые. Но, всё равно, реально!

 

Ну, вот, видите, как быстро у нас всех всё сходится! YIG, если Вы теперь не “раскачегарите” тему PSI то, я чувствую, у нас вообще настанет полный штиль в новых идеях:). Ну разве что, Dr. Drew подключится:)

 

Каким ДПКД потом делить эту опору? Хиттайт уже не вывозит. Я нашёл UMXxxx Centellax. Есть ещё что-то подобное?

[VCO 0]

Каким ДПКД потом делить эту опору? Хиттайт уже не вывозит. Я нашёл UMXxxx Centellax. Есть ещё что-то подобное?

Так и думал, Вы всё-таки заинтересовались этой темой! А вот меня она волновала чисто из спортивного интереса...

Извините, позвольте поправить: не UMXxxx, а UXM15P. Классный чип, я думал, что таких ещё нет!

Есть ещё кое-что, бог знает что: ASNT8010 , но это скорее всего не то (нету характеристик!).

Фиксированные и комбинированные делители (на 2 + ДПКД, на 3 +ДПКД и т.д.) тоже не стОит отметать.

Плохо, что деление на 3 у CENTELLAX отсутствует, а у Hittite - только до 7.5 ГГц (HMC437MS8G). HMC862LP3E тоже может как-то сгодиться, хотя и 2ⁿ.

Вам же это потом надо будет смешивать и , возможно, умножать, опор (делителей) должно быть не меньше двух. На одном делении ИМХО далеко не уехать.

[Chenakin 12]

Идея хорошая, но наступил на грабли- пролаз сигнала вспомагательного генератора в основной фильтр- на спектре в полосе фильтра всегда стоит палка -80-90 дБм от вспомагательного источника.

Да, получить бОльшую развязку будет проблематично. Но требования YIGа по спурам были –70 внутри “ближней зоны”. Т.е. если частота вспом. генератора близка к основному сигналу (а это осуществить не трудно), то мы просто будем иметь ещё один спур в пределах допустимых величин. Кстати, интересно, Вы сами собирали такую структуру или удалось найти готовую?

 

Остановился на последнем методе самокалибровки системы, как на наиболее надёжном и при этом достаточно простом.

Ещё одна мысль. Возможно введение следящей обратной связи, если работать не в центре, а на скате АЧХ. Кроме того, можно все резонаторы фильтра перенастроить на получение “одно-резонансной характеристики”. Алгоритм работы остаётся прежним, т.е. свипируем снизу вверх, но рабочая точка будет не на пике АЧХ, а чуть слева. Эта точка (т.е. напряжение на выходе детектора) сравнивается с каким-то опорным напряжением, выставленным в результате калибровки (с помощью ещё одного ЦАПа). При небольшом уходе от этой точки получаем сигнал ошибки, который будет держать фильтр на месте. И хотя работаем не на пике АЧХ, подавление может получиться даже выше за счёт сокращения полосы (стягиваем её в одну точку), а тепл. уход будет компенсироваться обратной связью.

 

Это всё так, мысли на ходу. Интересно Ваше мнение на этот счёт.

 

 

Каким ДПКД потом делить эту опору?

А зачем нужен ДПКД?

 

Хиттайт уже не вывозит.

Вы имеете ввиду по шумам, правильно? Тогда нужно использовать аналоговый делитель. Собрать не так уж и сложно.