[khach 33]

полевики pHEMT на GaN показывают неплохие результаты.

Ага, вот сижу переделываю древний ЖИГ на 18-26 ГГц на диоде гана на пару нитридных транзисторов по мотивам https://www.google.com/patents/US8350629

Посмотрим что получится по шумам. Спасибо за ссылку на статью, двумерных шумовых диаграмм для нитридных трназисторов встречать не приходилось, как и вариантов с измерением шумов на НЧ для оценки шума СВЧ

 

 

[rloc 43]

Есть подозрение, что добротность раза в два-три выше...

Без серебрения?

[Dr.Drew 4]

Без серебрения?

Ну а почему нет? Проводимость у алюминия в полтора раза ниже всего. Как-то резво (30+ дБ/дек) кривая бежит в тепло..

[Cach 0]

Лично я бы ориентировался на быстро перестраиваемую или выбираемую опору от DRO.

Перестраиваемую опору можно сделать двумя трактами fclk и fclk-focxo (на смесителе) и переключением между ними.

[Sergey Beltchicov 0]

Технологии не стоят на месте, полевики pHEMT на GaN показывают неплохие результаты. Осциллятор на 10 ГГц на объемном резонаторе из куска алюминия, с посредственной добротностью 3800, имеет шумы -145 дБн/Гц@100кГц

 

Судя по описанию, это отражательный осциллятор. В работах Царапкина утверждается, что эквивалентная нагруженная добротность для отражательного осциллятора оценивается как 2bQ/(1-b^2), где Q нагруженная добротность резонатора на проход. Если взять критическую связь (типа b=0.9), то выходит, что добротность у алюминиевой банки, включенной на отражение, получится в 9.47 раза выше, чем у той же банки, включенной на проход. То есть добротность у резонатора у указанного генератора может быть под 36000. Это значит, что F0/2Q, с которой начнется рост ФШ по закону 1/F^3, будет в районе 130-140кГц (что просматривается на графике ФШ). А вот граница 1/f (характеризующая ФШ усилителя) лежит в районе единиц МГц, что типично для полевиков. То есть это хреновый по ФШ усилитель, как и любой PHEMT, но оригинально включенный с неплохим резонатором.

Изменено 24 мая, 2017 пользователем Sergey Beltchicov

[rloc 43]

В статье пишут о ненагруженной добротности, и 3800 - более менее похоже на правду. Попробуйте пересчитать, какая ненагруженная добротность получается у ваших фильтров на объемных резонаторах из алюминия.

[VCO 0]

Перестраиваемую опору можно сделать двумя трактами fclk и fclk-focxo (на смесителе) и переключением между ними.

Если на балансном смесителе, то можно получить три опорных частоты.

Но есть ещё вариант деления DRO с разными коэффициентами на HMC705.

 

А чем плоха ФАПЧ, так это тем, что рвёт фазу при перестройке, а это, как я понял, критично.

[Chenakin 12]

То что предлагается, я называю "агрессивным" частотным планированием.

В дополнение к сказанному. Как водится, придумал себе некий свод правил для “хорошего” частотного планирования для любых схем преобразования с малыми спурами (прямой синтез, офсетный синтез, up/down-конверсия и т.д. – везде, где задействованы смесители). Также использую некую константу (назовем “синтезаторный коэффициент”) s=20. Упрощенно выглядит так:

 

1. Всегда и везде (хоть прямой синтез, хоть косвенный) следует применять кратные схемы (с эффектом “схлопывания”), как, например, в известном патенте (см. patents), расширителях диапазона (то, что Вы упомянули под схемой Баринова) и т.д. Это дает предсказуемое положение спуров и гарантирует необходимый зазор для их фильтрации тем или иным методом.

 

2. Существует минимальный зазор (частотный шаг), определемый методом фильтрации спуров (ФАПЧ, ПАВ и т.д.). Например, в приведенном выше патенте это F0. Если взять F0=50 МГц, то полоса ФАПЧ желательно должна быть в 20 раз уже, т.е. 2.5 МГц.

 

3. Чтобы получить меньший шаг необходимо в каком-то месте разорвать кратность. Тут требуется особое внимание, т.к. это становится системным источником спуров. Следует использовать максимально линейный смеситель, а также обеспечить соотношение LO/IF >20 (в противном случае появляются смесительные спуры в независимости от чистоты DDS).

 

4. Можно продолжить, но смысл, думаю, понятен. Ну и опять же, тут надо без фанатизма, по ситуации.

 

Поэтому, уважаемый RN3QVG_1, используйте ФАПЧ и не дурите себе голову.

Присоединяюсь. Хорошая стартовая позиция, грамотные рассуждения. При желании улучшить можно что угодно, но переходить на прямой синтез при указанных требованиях нет никакой необходимости.

 

В действительности, самый малый уровень шумов имеют усилители GaAs и InGaP HBT.

Интересный момент. Какой девайс посоветуете, чтобы усилить 100 МГц -178 дБн/Гц с мин. потерей шума? Усиление желательно небольшое (идеально 10) и мощность 23+ дБм.

 

 

[Sergey Beltchicov 0]

Интересный момент. Какой девайс посоветуете, чтобы усилить 100 МГц -178 дБн/Гц с мин. потерей шума? Усиление желательно небольшое (идеально 10) и мощность 23+ дБм.

HELA10D. Не знаю насчет -178, но -174 потянет.См. тут (видна ее фликкерная граница)

http://www.elvira.ru/ru/news/2017/2017apr24.html

 

В дополнение к сказанному. Как водится, придумал себе некий свод правил для “хорошего” частотного планирования для любых схем преобразования с малыми спурами (прямой синтез, офсетный синтез, up/down-конверсия и т.д. – везде, где задействованы смесители).

Что Вас отличает Александр, это умение грамотно, коротко и на понятном языке изложить важные мысли. Это я без лести, констатация факта. С Вашего позволения, немного Вам пооппонирую. Не с целью что-то опровергнуть, а для развития темы. Давно вертится в голове несколько мыслей по этому поводу. Недавно подвозил Алексея rloc'а до метро,отрабатывал на нем тезисы будущей "статьи" (правда, пока руки не доходят).

 

1. Всегда и везде (хоть прямой синтез, хоть косвенный) следует применять кратные схемы (с эффектом “схлопывания”), как, например, в известном патенте (см. patents), расширителях диапазона (то, что Вы упомянули под схемой Баринова) и т.д. Это дает предсказуемое положение спуров и гарантирует необходимый зазор для их фильтрации тем или иным методом.

Согласен с этим тезисом. Схемы кратного синтеза - более красивые (более интеллектуальные) и, с точки зрения спуров, они совершенно точно лучше, чем схемы некратного синтеза. Однако, когда мы начинаем говорить о низких фазовых шумах, то схемы некратного синтеза оказываются более многообещающими. Поясню. Ключевой элемент схемы кратного синтеза - это спредер. На сегодняшнем уровне технологии его шумы лежат на уровне -153дБ/Гц@10кГц@~1-2ГГц. А на частотах 8-12ГГц все еще хуже: -145дБ/Гц@10кГц. А если спредеров несколько (как у Баринова), то их шумы аддитивно складываются. То есть шумы сапфира, например, имеющийся в нашем распоряжении сегодня спредер не поддерживает. А вот регенеративный делитель - вполне. Но регенеративный делитель - это, в отличие от цифрового, не спредер: слишком узкий. Таким образом, я делаю такой вывод: если в основе Вашей системы лежит кварц/ПАВ и приоритет отдается минимальным ПСС, то использовать некратный синтез - неразумно. Это граница проходит на уровне ФШ примерно -145 дБ/Гц@10к@10ГГц. Если же все-таки нужны шумы ниже, то некратный синтез пока имеет преимущество перед кратным. При этом хардверные усилия для достижения приемлемых ПСС в некратном синтезе более высокие, чем в кратном. Какие ПСС реальны в некратном синтезе? Моя оценка: 90дБ. Больше - вряд ли. В кратном, думаю, и 100дБ - не предел. Оговорюсь, что я рассматриваю прямой синтез (предельный по шумам). На текущем уровне технологии. В косвенном синтезе использовать сапфир смысла нет, как и некратный метод. Некратный косвенный синтез это своего рода "признак дурного тона". Сюда я отношу и Кисайтовскую трехпетлевую схему и гетеродин своего анализатора спектра.

3. Чтобы получить меньший шаг необходимо в каком-то месте разорвать кратность. Тут требуется особое внимание, т.к. это становится системным источником спуров. Следует использовать максимально линейный смеситель, а также обеспечить соотношение LO/IF >20 (в противном случае появляются смесительные спуры в независимости от чистоты DDS).

В общем случае и для массового производства все верно. А в случае state of the art возможны исключения и нюансы. То есть можно работать с соотношением >=7 при наличии подходящих фильтров. Далее: не факт, что максимально линейный смеситель - это панацея. Здесь как и с усилителем надо пробовать. Мое наблюдение: желательно использовать максимально неширокополосный смеситель. То есть если Ваше преобразование требует 5ГГц, то возьмите смеситель на 4.5ГГц, а не на 10 ГГц.

 

Обратите внимание, что количество страниц в данной теме приближается к символической цифре 174.

Изменено 24 мая, 2017 пользователем Sergey Beltchicov

[RN3QVG_1 0]

А кто-нибудь реально использовал AD9914 или 9915 с переменной тактовой частотой? Насколько необходима калибровка ЦАП, которую они требуют при смене тактовой частоты? А то время калибровки в 469632/fs может убить все быстродействие DDS.

" The DAC CAL enable bit in the CFR4 control register (0x03[24]) must be manually set and then cleared after each power-up and every time the REF CLK or internal system clock is changed. This initiates an internal calibration routine to optimize the setup and hold times for internal DAC timing. Failure to calibrate may degrade performance and even result in loss of functionality. The length of time to calibrate the DAC clock is calculated from the following equation: tcal = 469632 / fs "

[VCO 0]

Присоединяюсь. Хорошая стартовая позиция, грамотные рассуждения. При желании улучшить можно что угодно, но переходить на прямой синтез при указанных требованиях нет никакой необходимости.

Так и я предложил вариант с ФАПЧ, но меня почему-то неправильно поняли. Скорее всего не читали совсем.

У RN3QVG_1 умножитель после ФАПЧ, а у меня ФАПЧ на финише, но более высокоскоростная и простая.

 

А кто-нибудь реально использовал AD9914 или 9915 с переменной тактовой частотой? Насколько необходима калибровка ЦАП, которую они требуют при смене тактовой частоты? А то время калибровки в 469632/fs может убить все быстродействие DDS.

А вот это уже серьёзная проблема, извините, что чуть не сбил с толку. Ставить 2 DDS - уже не смешно

Надо смотреть, можно ли быстро менять частоту в более низкочастотных DDS. Ведь коэффициент умножения финишной ФАПЧ можно сделать больше, чем 2.

 

А что, если AD9914 не смешивать с опорой, а сразу умножить ФАПЧ на 8 на HMC439, предварительно подчистив DDS с помощью ПФ? На выходных попробую посчитать в перерывах между футболом и стройкой, что получится.

[rloc 43]

В статье пишут о ненагруженной добротности, и 3800 - более менее похоже на правду. Попробуйте пересчитать, какая ненагруженная добротность получается у ваших фильтров на объемных резонаторах из алюминия.

Вернемся к объемным резонаторам. Когда-то давно Сергей приводил АЧХ фильтра, сообщение #1171. Попробую методом реверс-инжиниринга восстановить ненагруженную добротность отдельного резонатора по фильтру-прототипу:

Специально подобрал одинаковый масштаб. По крутизне спада хар-ки и пульсациям в полосе получается 7-ой порядок, по потерям в полосе - ненагруженная добротность ~2500, в реальности возможно немного больше, если не учтены потери в разъемах. Это все к вопросу добротностей алюминиевых банок на 10 ГГц, на основной моде.

[Cach 0]

А что, если AD9914 не смешивать с опорой, а сразу умножить ФАПЧ на 8 на HMC439, предварительно подчистив DDS с помощью ПФ?

Смешивание с опорой и деление, допустим на 4, уменьшает побочки на 12 дБ. И ФШ идут от опоры. А в вашем случае шумы DDS, пересчитанные к выходу, -120 впритирку получатся. Еще ФАПЧ будет шуметь где-то так же. Рискуете не дотянуть до -120.

 

Надо смотреть, можно ли быстро менять частоту в более низкочастотных DDS.

В даташите AD9912 ничего не сказано про калибровку при смене опоры. Но на практике не проверял. А так можно было бы построить синтезатор так: AD9912 (215-385 МГц)-смеситель (LO=2 ГГц)-:4 (на выходе-403,75-446,25)-(HMC698(к-т деления=8)+HMC507). Опору сделать переменной. Фильтрацию после смесителя никто не отменял, комбинашки в полосу не попадают. На выходе-ваш диапазон от 6460 до 7140 МГц. Только посмотрите сколько методов борьбы со спурами: сменная опора, 2 канала спуркиллера на борту DDS, делитель на 4, еще и ФАПЧ по выходу.

 

Если на балансном смесителе, то можно получить три опорных частоты.

Но есть ещё вариант деления DRO с разными коэффициентами на HMC705.

 

А чем плоха ФАПЧ, так это тем, что рвёт фазу при перестройке, а это, как я понял, критично.

3-избыточно для борьбы со спурами, если стоит ФАПЧ по выходу. Один раз отстроились - и изменили расположение спуров, что достаточно для фильтрации. C DRO сложнее. Это же нужно его рассчитать, настроить и т.д., а качественные готовые-дорогие и, как правило, в модульном исполнении.

А почему фаза рвется при перестройке Ref? Фазы ведь связаны, к-т деления по RF не меняется. Изменили опорную частоту-ФАПЧ отработала. Я допускаю небольшое отклонение, но не рвется же.

Изменено 25 мая, 2017 пользователем Cach

[VCO 0]

Смешивание с опорой и деление, допустим на 4, уменьшает побочки на 12 дБ. И ФШ идут от опоры. А в вашем случае шумы DDS, пересчитанные к выходу, -120 впритирку получатся. Еще ФАПЧ будет шуметь где-то так же. Рискуете не дотянуть до -120.

В моём случае речь идёт об опоре DRO, там шумы на 7 ГГц ориентировочно -130, т.е. с большим запасом. Надо лишь узнать:

1. Не угробят ли их DDS+ФАПЧ?

2. Насколько меньше будут спуры, чем в имеющемся варианте?

3. И главное: Решит ли это проблему RN3QVG_1?

 

Впрочем, мой вариант можно доработать вычитанием опоры из частоты ГУНа вместо деления, но уже без умножения на 2, которое явно лишнее в варианте с DRO.

 

Тут ещё контекстом ставил вопрос, может ли RN3QVG_1 использовать DRO, повторяю его, т.к. заболтали...

[Cach 0]

Только без фанатизма и догматизма. Тут надо считать gain/noise budget по конкретной ситуации. Если минимизировать шумы на 1 ГГц, то неплохо смотрится 100 МГц (MV317) -- Amp -- x5 (RMK-5-571+) -- Amp -- x2. Ну и фильтры, конечно.

 

Посоветуйте surface mounted усилитель для компенсации потерь преобразования x5 (RMK-5-571+), чтобы не ухудшить СПМФШ генератора -170 дБ/Гц на 10 кГц. Мощность на выходе генератора-8 дБм. Здесь, я так понимаю, нужен одновременно мощный (>20 дБм) и малошумящий усилитель. С коэф. усиления>12 дБ.

 

В моём случае речь идёт об опоре DRO, там шумы на 7 ГГц ориентировочно -130, т.е. с большим запасом. Надо лишь узнать:

1. Не угробят ли их DDS+ФАПЧ?

2. Насколько меньше будут спуры, чем в имеющемся варианте?

3. И главное: Решит ли это проблему RN3QVG_1?

Посоветуйте такой DRO. Коммерчески доступные предлагают -120 дБ/Гц на 8 ГГц и стоят они как паровоз, HMC-C200 к примеру. А самому с такими шумами нужно еще постараться сделать.

1. Угробят до минус 120-122. см. график 17 в даташите, прикиньте по нему шумы 0,8-0,9 ГГц и пересчитайте к 7 ГГц. Получите около -120-122 дБ/Гц, HMC439 будет шуметь на 6 дБ меньше, т.е. не ухудшит -120-122.

2. Спуры увеличатся - см. график 12 в даташите. Сейчас DDS формирует 65-100 МГц, а вы предлагаете 807,5-892,5 МГц.

3. С шумами и спурами, я так понимаю, у RN3QVG_1 проблем нет: -70 дБн и менее -120 дБ/Гц получаются.