VladimirBSKB

Добавлю по Common Mode Choke, если использовать их в качестве "однообмоточного" дросселя, ток насыщения (и рабочий ток) будет гораздо меньше указанного в спецификации для нормального (тококомпенсированного) режима работы.

Не очень понял целесообразность применения такой схемы где-либо, но раз она существует, значит кому-то это нужно. По дросселям, намотаны они проводом в лаковой изоляции, который сам по себе сложно пробить сетевым напряжением (по крайней мере, из тех что мне попадались) http://www.proelectro2.ru/info/id_197. НО, по всей видимости, эти дроссели не предназначены для работы при высоких напряжениях. Я бы предложил намотать на гантелеобразном сердечнике проводом в нормальной изоляции, тем же мгшв, например. Есть провода с тройной лаковой изоляцией, но стоят куда дороже обычного ПЭВ и т.п. Если Вам эта схема нужна для единичного применения в личных целях, проще переделать зарядное устройство для телефона. Если же в производственных, то ищите высоковольтные индуктивности либо мотайте сами. Не сразу заметил нагрузку в цепи, дроссель не имеет отношения к формированию 5В. Тогда да, дроссель на распыленном железе.

Подскажите, как следует изображать силовые модули (в частности IGBT 3-х фазный мост, выпрямитель и кламперный транзистор в одном корпусе) на принципиальных схемах согласно ЕСКД. Правильно ли изображать их на схеме аналогично другим микросхемам, с указанием типа PWR, как это делается, например, для понижающих DC-DC преобразовательных ИМС? Или следует отображать внутреннюю структуру? Каково правильное буквенное обозначение?

Да, пожалуй, обратноходовой косой мост тоже вариант. Выбросы сбрасываются в источник, но и Кзап. куда меньше 50%. А по двухуровнему обратноходу выяснил одну неприятную особенность - контроль тока по верхнему ключу тоже нужен, а потому не обойтись без токового трансформатора, что уже усложняет конструкцию.

Честно говоря, есть такое желание, но пока что времени не хватает довести до конца другие проекты, как появится свободный день-другой обязательно соберу, детали все есть в наличии. Проверил самый сомнительный момент в данной схеме - несимметрию напряжений на емкостном делителе - но симулятор показывает выравнивание напряжения в средней точке в установившемся режиме, причем токи ключей одинаковы даже при большой асимметрии (1:4). Считаю что для высоких входных напряжений у такого решения все же есть перспективы.

Недавно пришлось думать над интересной задачей - AC/DC конвертер малой мощности (порядка 30-50 Ватт), с питанием от трехфазной 380В сети. Изначально рассчитывал на отсутствие возможности работы от одной фазы, но требования изменились и до практической реализации дело не дошло. Тем не менее были рассотрены решения среди которых: 1) ОХП (обратноходовой преобразователь) на 1600В Fast IGBT транзисторе, схема классическая. На данный момент такие транзисторы оказались для меня труднодоступны. 2) ОХП на SiC мосфете (карбиде кремния). Цена транзистора очень кусачая, низкая доступность. 3) ОХП на 900В мосфете с линейным ограничением напряжения, соответственно с КПД около 50%. 4) Полумост. Cложность многоканальной реализации (как минимум 2 диода в выпрямитель и необходимость ДГС для стабилизации, причем развязка между каналами нужна не менее 3 кВ, и соответственно ДГС должен ее обеспечивать, что меня немного смутило). Ни один из вариантов не приглянулся, поэтому по старой русской традиции "мы пошли своим путем". Путь привел к двухуровневому ОХП на доступных 800...900В транзисторах и микросхемах UC3843 и IR2113. Суть проста, две первички на общем сердечнике, управление драйвером IR2113, поскольку напряжение в средней точке не превышает максимальные для него 600В. Напряжение средней точки автоматически симметрируется. При наличии нескольких каналов стабилизация организуется по самому менее инерционному (с малой постоянной времени, где конденсатор быстрее всего разряжается на нагрузку), как вариант сделать отдельный маломощный канал для стабилизации с малой постоянной времени. Высказывайте свое ИМХО. Может кому пригодится такое решение. 2Stage_Flyback.rar

Представляю очередной вариант схемы преобразователя, более проработанный. КПД в симуляторе получал разное, от 70 до 85%, связанное напрямую с величиной индуктивности рассеяния. Потому вопрос - а каков реальный процент индуктивности рассеяния, получаемый на практике? Интересует особенно кольцевой сердечник, слышал что при их использовании получаются наименьшие значения. Если я правильно понимаю, то чтобы получить меньшее значение индуктивности рассеяния, необходимо снижать значение индуктивности первичной обмотки (полагая, что процентное соотношение Ls к Lm примерно постоянное либо слабо меняющееся от числа витков на одном и том же сердечнике - вывод абсолютно пальцем в потолок, после прочтения разных мнений). Кто что скажет по этому поводу? И еще вопрос. В прямоходовом однотранзисторном преобразователе с размагничивающей обмоткой, энергия индуктивности рассеяния не может быть передана (частично или полностью) через эту доп. обмотку (при условии что первичка и доп.обмотка намотаны вместе одним общим жгутом)? DC_DC_12to300.rar

Для ясности решаемой сейчас задачи. От первоначального плана заряжать емкость 1,5 мкФ за 5 мс я уже отказался. Делаю просто преобразователь 12-350 В, с электролитом+пленкой на выходе. Мощность около 40 Вт номинала. А конденсатор 1,5 мкФ будет коммутироваться полумостом к +350 (заряд), далее на землю (разряд). Заряд-разряд будет давать две искры (точнее два колебательных процесса) в катушке зажигания. Кстати говоря, моделировал разряд на катушку зажигания по найденным тех. данным, получается один колебательный процесс длится около 1 мс до затухания при закороченной вторичке (сопротивление вторички 6 кОм), на цикл заряд-разряд уже имеем 2 мс (против 5 мс при стандарном IDI зажигании). Подскажите, господа, какой кпд стоит реально ожидать и к чему стремиться? Моделировал и косой мост, и однотранзисторный прямоход - везде получил около 72%, потери распределены по силовым элементам (транзисторы, диоды, снабберы) примерно в равных пропорциях (300-500 мВт). Конечно, моделировать с большим количеством неизвестных - это как вилами по воде грести, но все же. Учитывая низковольтность питания и высокое выходное напряжение, может стоит и на 70% остановиться? Прилагаю модель в LTSpice - прямоход с LC-снаббером и step-up выходным каскадом. Глядя на схему, думается, что флайбэк был бы более простым решением (всего два транса мотать, силовой и токовый), ибо по кпд выигрыша никакого не вышло. DC_DC_12to300.rar

_gari, если не сложно, выложите модельку. По моделированию трансформатора посмотрел статью Володина, более менее стало ясно. По своей схеме собрал преобразователь, который, несмотря ни на что, запустился. Принципиально схема рабочая. Но что-то я не учел и после минут 10-ти работы вздулись выходные емкости. Хотя до этого проверял тестером - ровненько 385 вольт держалось. А еще при моделировании схемы увидел просто огромный выброс на транзисторе который по первичке трансформатора стоит. RCD снаббер для подавления выброса получался вообще неприличный по емкости - 100 нФ (соответственно и тепла на резисторе ватт на 5). Откуда вопрос, а прямоход на одном ключе с RCD снаббером вообще стоит применять? Уж больно большой выброс в модели, причем индуктивность рассеяния задавал 2% от индуктивности намагничивания. Пока что переделал схему в модели на косой мост, стало значительно лучше, но добавился еще один драйвер полумоста. Позже выложу модель того что у меня получилось.

Модель схемы в SwCAD (LT Spice). Вместо UC3845 использован аналогичный шим-контроллер. Моделька конечно упрощенная, но смысл передает. Кому интеренсо можно поиграться, файл модели в архиве (для работы нужна расширенная библиотека extra, легко находится на просторах интернета). DC_DC_12to300.rar

Провел моделирование схемы ОПМК из статьи, все стало понятно. Действительно, если не включить один из ключей в строго определенный момент, начинается колебательный процесс в контуре емкость сток-исток - индуктивность рассеяния. Надо ловить момент появления нулевого напряжения на транзисторе, то есть подбирать определенное соотношение мертвого времени и емкости сток-исток. А таки нет.. Обычным ШИМ тоже мягко коммутирует вроде.. Будем модельку дальше гонять.

Трудности у меня вызывает недостаток знаний и опыта, вот нахожу что-то новое и пытаюсь разобраться что это и куда это применяется. Сформировать управляющий сигнал лично я смог бы только с помощью двух синхронизированных ШИМ-контроллеров, но схема получается не очень красивой. Можно конечно и вообще на логике или микроконтроллере.. Вот про PSFB контроллеры еще не интересовался, поизучаем.. Как и трехуровневые преобразователи.

Если режим ZVC считать мягким переключением, то, наверное, возьмется. В момент выключения транзисторов конденсаторы, включенные параллельно цепи сток-исток не дадут резко измениться напряжению (то есть ПНН режим есть). Главное что нет RCD снабберов, а есть только вспомогательные емкости и индуктивность рассеяния. А емкости, заряженные при закрытии транзисторов, разрядятся за счет прямого хода второй половины сдвоенного ОПМК. Но зачем тогда асимметричное управление?

Я вот как-то нигде не видел "стандартных" сдвоенных косых мостов. Поидее даже с обычным ШИМ управлением будут происходить переключения в режиме ZCS (за счет индуктивности рассеяния при включении транзистоов) или ZVS (за счет конденсаторов параллельно сток-исток, разряжаемых при размагничивании трансформатора в течение dead-time паузы). К тому же при коэффициенте заполнения близком к максимальному транзисторы будут открываться практически оновременно. Если вы поняли статью, прошу мне пояснить смысл такого асимметричного управления, я к сожалению не смог уловить суть и значимость именно такого режима. По кпд.. Я так понимаю вся прелесть схемы сдвоенного ОПМК - мягкое переключение ключей и соответственно повышенный КПД (автор указывает 95%). Если так, то врядли обычный косой мост его превзойдет, если только в варианте с регенартивным снаббером (видел такое на просторах интернета в схеме сварочного инвертора). Опять же в статье говорится, что преимущество по сравнению с фазником - широкий диапазон нагрузок, в котором происходит мягкое переключение.

Почему же в конденсатор необязательно, как раз во время размагничивания трансформатора ключ VT3 закрыт, и ток индуктивности L2 течет в конденсатор через VD8.