[Rockstein 0]

Да заурядный, как уже сказали выше, принцип. Вот с его реализацией у Вас получилось не очень-то. Мне же проще показать свой вариант:

 

Спасибо, разбираюсь в Вашем варианте, возник ряд вопросов. Попробую по порядку. Простите, если что-то покажется глупым или слишком много букв.

1. Так как точность выходного напряжения не важна, а важно только чтобы ключ не грелся, Вы заменили ОУ, двумя эм. повторителями на Q3 и Q2. Причем так, что ~0.7В на БЭ переходе двух транзисторов взаимно компенсируются. Просто и сердито. Таким образом на R3 (10k) будет лежать разница (ldo+ - ldo-). В LT8086 Vref ~1В, таким образом ОС в LT8086 выставит такое напряжение ldo+ что на R4(20k) будет спадать ~1В. Так как ток в R3 и R4 почти равен на R4 будет 0,5В. Следовательно и на ключе Q5 будет всегда 0,5В.

2. Теперь самая запарка. Калибровка позволяет скомпенсировать нелинейности функции Iout(Udac), но как часто Вы предлагаете её делать. Ток коллектора Q1 плывет, оффсет ОУ плывет, дорожки R9, R10 плывут (там от 0 до 0,2Вт будет где-то 50К дельтаТ и у меди 4*deltaT). Ток через R9 не такой как через R10. Калибровать нужно чуть-ли не каждую минуту.

3. Не понимаю принцип калибровки. Q6 регулирует поглощение тока около 50мА. Если включить cascode_decd_000 то на R_ref будет где-то 2,5В, что замеряется АЦП и теперь мы знаем этот ток точно. Если включить теперь cascode_decd_001, то образуется делитель тока и от желаемого тока будет отсасываться 50мА. Вы предлагаете именно этот скачек d 1,25мВ детектировать? Мне кажеться я не понимаю Вас до конца. И, кстати, где здесь каскодное включение?

4. Согласен с вами, что мировой электропром завален готовыми микросхемами. Меня смущает то, что силовые ключи уже внутри. Это сразу делает микросхему дороже и теплоотвод сложнее. Решений с наружными ключами в мире не меньше. Конечно, больше деталей, но имхо надежней и дешевле. И при повреждении ключа ремонтируется проще.

5. Если смотреть график, на 240мкс появляется волна на линии тока Id. Это связано с переходным процессом в LT8086?

6. TVS диод не дает подняться напряжению больше 6В, защитит от глюков импульсника. Только что будет если нагрузка в обрыв уйдет, ну тупо вытянут светодиод. 3А потекут через TVS. Надо бы отлавливать такую ситуацию или диод на радиатор.

[Plain 168]

Калибровка даёт точное значение R10. Для того, чтобы получить f(U_DAC), требуется ещё одна точка, что реализуется периодическим замером с прибавкой к U_DAC, заодно компенсирующим периодический недобор тока, порождаемый калибратором. Тракт U_DAC->U_R9, при условии тепловой отдалённости Q1 от силовой части, дрейфует гораздо меньше и медленнее, чем R9 и R10.

 

Поскольку все токи и их интервалы точно известны, средние токи нагрузок также могут быть точно заданы.

 

Да, дельта на R10 весьма мала, но вполне по силам типовому СД-АЦП, способному постоянно обмерять все каналы за несколько секунд.

 

Q6 и M1, Q6 и M2 —классические каскодные пары.

 

Ещё, я немного запамятовал поступившее позднее условие разных напряжений на нагрузках, в результате чего данная схема неработоспособна из-за паразитных диодов NMOS — требуется либо добавить в стоки диоды и диапазона напряжения источника тестового тока, либо вообще заменить на аналоговый мультиплексор, способный коммутировать такой ток и напряжение.

 

Насчёт выбора стабилизатора — это вопрос бюджета проекта.

 

Да, с 240 мкс U1 выходит из невменяемости — может потому, что я лишил его конденсатора плавного старта. Ни с чем не сравнимые переходные процессы логично ожидать от любой индивидуальности.

 

Ограничитель необходим для любых контактов, выходящих наружу из прибора, и он здесь по прямому назначению — для защиты от помех, ни для чего иного. Его дополняют R7, R11 и R12.

 

Да, обрыв нагрузки не отработан — это проще всего делается стабилитроном с выхода схемы на ногу FB и возможным соответствующим уменьшением R3 и R4, компенсирующим эту дополнительную утечку.