Muxa

Может я чего то не знаю, но грубо оценить ток драйвера в зависимости от частоты по моему просто. в любом описании на транзистор есть полная энергия потерь в затворе. множим её на частоту ШИМ и получаем мощность потерь в затворе. далее делим эту мощность на напряжение на бутстрапном конденсаторе и получаем ток: I ~ Et * Fшим / Uc напряжение нужно брать с учётом падения на диоде и насыщенном нижнем транзисторе, т. е. для GBT на 3..3.5В меньше чем питание драйвера. касательно отрицательных выбросов, да на сайте IR есть бумага (по моему DT97) там всё источники проблемы описаны. - напряжение Vs нужно брать не где попало, а возможно ближе к истоку/эмиттеру верхнего транзистора, по возможности ближе к корпусу. так чтобы ток нагрузки протекал по возможно меньшей части этого провода. - цепь эмиттера/истока должна быть возможно более короткой и короче цепи затвора. на малых мощностях можно поставить в затворе ферритовую бусину. - если 2 первых способа не достижимы, то в цепь эмиттера/истока ставят резист в 5..10 раз меньше, чем резистор в затворе и большей мощности чем в затворе. от точки соединения резистора с выводом Vs к ножке Com ставят диод с малым временем восстановления (плюсом к COM)

Добавлю свою копеечку. 1. Варистор в принципе расходуемый компонент. Он всё равно взорвётся как только превысит паспортное значение рассеянной энергии импульсов. обычно варисторы ставят прямо на входе, а ограничение возникает на индуктивностях подводящих питание проводов. можно попробовать заменить их симметричными защитными диодами, но они медленнее и наверное придутся мудрить с PTC или чем то таким. 2. на первой страничке давали схему от PI. аналогичное решение есть в контроллере от TI. посмотрите микросхему UCC28610. я на ней делал DC-DC для получения низковольтного питания от конденсаторов промежуточного звена частотника. там тоже стояла проблема с перенапряжением, поскольку приводы при торможении переходят в генераторный режим и могут создать на конденсаторах напряжение до 800..900В. в отличие от схемы PI, на этой микросхеме падает всего 12..20В и нужно выбирать высоковольтный MOSFET. есть особенность связанная с каскодным включением полевика. схема очень высокоскоростная. нужно жёстко придерживаться предлагаемой разводке. цепь истока должна быть максимально короткой, а затвора наоборот,- может включать в себя ферритовую бусину... кроме того микросхема имеет один вывод общего провода и через него протекает ток силового транзистора, поэтому нужно чётко разделить силовую шину (от конденсатора) и обратный провод цепей управления. делать это надо прямо у ноги микросхемы. имейте ввиду, что тот xls листик, что дают для расчёта не всегда показывает адекватные результаты. особенно это касается трансформатора и снаббера. она вполне может посоветовать конденсатор в 10пФ... да, забыл. у микросхемы есть режим блокировки по андевольтажу. микросхема на нижнем пороге блокируется и повторно включить источник можно только после полного разряда конденсатора её питания. это очень эффективно препятствует повторному перезапуску при отключении питания (за счёт адсорбции зарядов в конденсаторах фильтра) извиняюсь за многобукв

perfect, чёрные NTC производства EPCOS/TDK. зелёные - китайщина. если интересно, то в немецких частотниках на 5, 10 и 15кВт используют NTC S364 на 10 Ом - 4шт. последовательно. суммарная ёмкость 820 мКф / 800В. 4шт. 820.0/400. в качестве выравнивающих и разрядных установлено 2 проволочных резистора на 47k/7Вт SQM. Весь блок конденсаторов выполнен на отдельной плате, поскольку конденсаторы - расходный материал. на мощных частотниках они помещены в пластиковый чехол, чтобы электролит не заливал печатную плату. реле расположено тут же на этой же плате, а вовсе не в разрыв сетевых проводов. тип: Matsushita JTN1aS-PA-F-DC24V. на 5, 7, 10кВт установлено одно реле. на старших частотниках их 2. точно не скажу, но второе - скорее всего перекоммутирует NTC на разряд конденсаторов при выключении частотника. кроме того обмотка зашунтирована диодом. по виду FR101. больше на плате ничего нет. плата 2х сторонняя. медь 100/125мкм. весь узел связан с основной платой 5ю силовыми контактами. 2 из них действительно силовые для подключения к высоковольтной цепи, а 3 - управление обмоткой, датчик напряжения и используются для крепления. как вы должны понять, то в такой схеме не возникает проблем при выходе из строя силовой части, поскольку вся плата включается параллельно питанию уже после выпрямителя. проблема защиты от КЗ в старых частотниках решается токовым трансформатором, который быстро вырабатывает сигнал фаулта на силовой модуль. в новых частотника токовый трансформатор отсутствует и защита выполнена либо в виде шунта на минусовом проводе (для младшей модели), либо с помощью контроля насыщения GBT. в моделях на 7..10кВт насыщение контролируется только у нижних транзисторов. в более мощных - у всех. такая схема удобна для ремонта и замены блока конденсаторов, но вносит индуктивность и сопротивление подвода. эта проблема решается установкой непосредственно вблизи силового модуля 2..4 конденсаторов MKT 0.33мкФ/0.47мкФ на 1000В. з.ы. PTC удобны для защиты вещей, которые быстро не сгорают. например, для защиты от перегрева обмоток моторов. в данном применении PTC использовать явно не подходят, поскольку новейшие GBT Fild stop, стали намного более изящными и миниатюрными. - имеют очень малую тепловую инерцию и небольшую перегрузочную способность. они выдерживают КЗ не более 10мкс (или около этого), поскольку сам кристалл, для улучшения скорости работы и теплоотвода, стал чрезвычайно тонкий и миниатюрный... B57364_S364.pdf jtn_catalog_462181.pdf

Во первых спасибо за ссылку,- почитаю. Как я понимаю вопрос (возможно и не правильно). Паразитная индуктивность в истоке/эмиттере неприятна именно с точки зрения управления транзистором. важен именно контур исток - земля драйвера - выход драйвера - затвор. в момент закрывания транзистора энергия паразитной индуктивности препятствует процессу закрывания, поднимая потенциал земли драйвера. особенно неприятны здесь колебания. они могут повторно и несколько раз вновь включать и выключать транзистор через землю драйвера. этот процесс может затянутся во времени и превысить дид тайм в полумостовой схеме. в результате возникнут сквозные токи, которые, как минимум увеличат потери. включение в этот контур последовательно с паразитной индуктивностью дросселя с потерями, как считают изготовители, должно сорвать колебания в цепи затвор - исток/эмиттер. сделать переходной процесс плавным и апериодичным. если вы включите этот дроссель в цепь стока или коллектора, то вы просто сгладите нарастание или спад полезного коммутируемого тока, но не повлияете на контур управления. кроме дополнительных потерь ничего полезного не получиться. хотя я довольно скептически отношусь к такому решению. нужна гарантия, что во всём диапазоне рабочих токов дроссель будет входит в глубокое насыщение. иначе он только ухудшит управление транзистором. возможно написал чушь, пусть люди с большим опытом меня поправят.

если драйвер не изолированный и с общим выводом GND/COM, как IR2111, то решение видимо надо брать из dt97-3. примерно так, как на картинке. но резистор должен быть много меньше резистора в цепи затвора верхнего транзистора (который не показан на рис.). ведь они будут включены последовательно. надо думать... не так совсем плохо. и да, если использовать такие драйверы, как во вложении, то без проблем. но они жутко дорогие Infineon_1ED020I12FTA_DS_v02_01_en.pdf без проигрышный вариант полипропилен (MKP), но они габаритные. самому стало интересно. измерил ESR двух керамических конденсаторов от Murata. под рукой оказалось 2 маленьких диска: DEBB33F221 (220пФ 3.15кВ) - 140 Ом на 100КГц DEBB33A471 (470пФ 1кВ) - 80 Ом на 100КГц. наверное можно применить и такой, только в сопротивлении снаббера учесть внутреннее сопротивление конденсатора. чисто для сравнения Epcos MKP серия 652 10нФ на 1кВ постоянного тока ESR около 0.08..0.1 Ома. к сожалению меньшей ёмкости MKP у меня не нашлось

а можно ссылку, я бы почитал. если не трудно. что то я с поиском не справляюсь... с большим сомнением я посмотрел на эту картинку. сомнения в том, что если сердечник не достигнет насыщения, то мы будем иметь в эмиттере/стоке приличную индуктивность. в результате при открывании нижнего транзистора потенциал средней точки улетит далеко ниже потенциала земли. поскольку верхний драйвер в указанной микросхеме сидит в кармане, изолированном p-n переходом, может быть бабах. если же Com ногу драйвера подключить к эмиттеру/истоку (до дросселя), то возникнет проблема с сигналами управления... решение на картинке 8 вложения. небольшой резистор и высоковольтный быстрый диод. при этом резистор последовательно с диодом заряда бутстрап конденсатора уже не нужен, поскольку ток заряда ограничен уже резистором от средней точки. и да, возможно в качестве средней точки лучше взять эмиттер/исток верхнего транзистора (до дросселя). dt97_3.pdf

Вот спасибо! То что надо. А как и где покупали? во вложении презентация и лист данных сердечников от Toshiba з.ы. на маузере уже есть. одновитковые по 1$, более крупные по $5 № Mouser: 757-AB4X2X4.5W № Mouser: 757-SS10X7X4.5W amobeads_en.pdf DSA2IH00208140.pdf

Москва отличается от регионов только тем, что местные барыги зажрались по самое не могу и вовсе не имеют совести. я много чего заказываю в Питере или ещё где. даже с быстрой доставкой получается дешевле. извините за офтопик

а можно поподробнее, с куском схемой и описанием дросселя? очень интересно, потому что...

не, подвальная намотка на самый самый крайний случай. мотает много кто и качество не предсказуемое. я скорее вообще сделаю на бутстрап конденсаторах, чем мотать. что то китай не хочется плодить... вообще то нашёл подходящий, но цена за это качество... http://ru.mouser.com/ProductDetail/Vacuums...yHWLJOVLlTQ4%3d и нет, болт с гайкой не открутишь на плате. конденсаторы мешать будут... доступ тогда нужен с 2х сторон. да и страшные те что предлагаются, как смертный грех. тупой болгаркой отпилены от профиля. даже заусенцы не сняты. размер ±2мм. ужас. с мелкими железками просто беда. вот и боковую стойку тоже негде брать.

Никто не подскажет, где купить трансформатор, типа этого: Кроме того не могу найти радиатор под TO247, чтобы со штырьками под пайку и пружинкой. Везде только под винтик.

hcpl-316j - уж очень дорогие. есть FOD8316 в 2 раза дешевле или FOD8333 для однополярного питания с выходом Active Miller Clamp. но у них одна беда. правая часть постоянно существенно потребляет и значит питание верхних драйверов за счёт Bootstrap конденсаторов организовать проблематично. и да, тут присматриваюсь к 2ED020I12-F2... 2ED020I12_F2_DS_rev2_0_277919.pdf всем хороши кроме цены. и разводка с модулем будет не простая. ноги сделаны для разводки дискретных GBT. у модуля все нижние затворы с одной стороны, а в верхние затворы и эмиттеры - с другой. 3 корпуса драйверов в рядок, будет большая путаница цепей и куча переходов с соответствующими индуктивностями. чем меня привлекает IR22381Q,- очень простая разводка прямо с таким модулем. есть рефренц дизайн. один источник питания. проблема только с мощностью выходных каскадов. к сожалению на силовой модуль не даётся Qg. в описании есть только ёмкости. Cge ~ 2500пФ. По сравнению с типовым применением время включения и выключения GBT увеличивается в примерно в 2 раза. соответственно возрастут потери. вот я и сомневаюсь... вообще кто нибудь применял IR2238Q или IR22381Q? какие впечатления?

Здравствуйте. Для частотника до 5кВт выбран модуль Infineon FP40R12KT3. Для упрощения схемы очень хочется применить интегральный контроллер IR22381Q, но есть сомнения в связи с небольшой мощностью драйверов на выходе контроллера. токи драйверов всего 0.35/0.54А - типовое значение при температуре 25С. Прикинул, что по времени включения и выключения вроде бы проходят... Но всё же хочу посоветоваться. Напишите, что думаете. Может быть кто предложит альтернативный драйвер. (пока держу в уме ir2214ss, но с ним схема и разводка сильно усложняется). Infineon_FP40R12KT3_DS_v02_00_en_de.pdf ir22381q_1_.pdf

http://www.chipdip.ru/search/?searchtext=WSL1206 http://www.chipdip.ru/search/?searchtext=WSL2010 http://www.chipdip.ru/search/?searchtext=WSL2512 http://platan.ru/cgi-bin/qwery_i.pl?code=WSL1206 и т.д... специально для токовых шунтов точностью 1%. из цельного куска металла. не бояться перегрузки в тысячи раз, при ограничени средней мощности. вывода с внешней стороны припаивают к полигонам истока и силового конденсатора (без термального барьера), а с внутренней стороны (между выводами под корпусом) делаются измерительные отводы небольшой ширины, которые идут к управляющей микросхеме параллельно и с мин. зазором. важно, чтобы по ним не протекали посторонние токи, например ток питания микросхемы (контакт Кельвина). разводка в этом мете очень важна SQP/SQM имеют большую собственную индуктивность и индуктивность выводов. от звона не избавиться.

Извиняюсь, затмение ума нашло... конечно схема работает. диод левого транзистора поднимает потенциал точки соединения истоков и становиться возможным управление обоими ключами. видно без симулятора

о нём и говорю в вашей схеме P канальные полевики? ведь так. тогда на нагрузке по любому всегда должно быть положительное напряжение больше напряжения открывания полевика минус падение на паразитном диоде. если на нагрузке ноль, то паразитный диод не поможет и ключ не откроется, поскольку в точке соединения истоков будет тоже ноль. открыть ключ в этой ситуации можно только отрицательной полярностью по отношению к общему проводу нагрузки.

IRF9640 -200В, 0.5Ома. До 8 Ватт на каждом... 200В... закрадывается мысль, что виновата синфазная помеха из сети... я бы поставил высоковольтную керамику между MAIN и OUT. 2200.. 3300пФ. короче Y конденсатор нужен. особенно, если OUT как то связан с контуром зануления или там включены приборы с питание от розетки.. как вариант, наверное более удобный, зашунтировать в выпрямителе диоды идущие к общему проводу конденсаторами. 0.01 х 50в например. а что просто 2 диода Шотке не прокатывают. по любому потери будут меньше, чем на 0.5 Ом транзисторах drum1987, имхо ваша схема не включиться от MAIN, если нет батарейки или она села.

Так это пожарная сигнализация что ли? чувствовал, что ошибка изначально на структурном уровне... обычная история, девелопер сэкономил, а отдуваться должен инженер. при том, что заказчик всегда навязывает своё решение.. для сигнализации есть готовые решения. сперва ставиться ИБП (со своей батарейкой, никаких 100В не надо), один на весь дом или на подъезд. хороший и дорогой с резервированием и пр. пибомбасами. потом надёжные 220В разводятся отдельной сетью,недоступной жильцам и около потребителей устанавливаются обычные блоки питания. как вариант домовая сеть остаётся прежней, а менее мощные ИБП устанавливаются на каждый или группу потребителей. это уже вариант похуже по причине дешёвого ИБП. так 100В это батарейка что ли? так у батарейки вообще то 3 напряжения, как минимум... есть ещё вариант, если найдёте DC-DC для ваших 100В (тут я затрудняюсь). сложить токи на нагрузку от 2х источников можно элементарно 2я диодами. при этом пострадает стабильность. напряжение на выходе 2х диодов уменьшится примерно на 1В и будет плавать в зависимости от нагрузки и температуры вокруг этого значения на ±0.5В. анод одного диода подключаете к одному источнику, анод другого ко второму. катоды объединяете и это пускаете на + нагрузки. минусы источников и нагрузки тоже объединяете. озвучте напряжение нагрузки и максимальный ток потребления, чтобы выбрать диод. и нет, простейший PFC на ваши мощности, это по сути повышающий стабилизатор. для него критически важно значение минимального напряжения. на минимальном входном напряжении главные компоненты испытывают стресс. особенно ключ, дроссель и силовой конденсатор. а поскольку задача PFC сфазировать свой ток в зависимости от входного напряжения, он обязан иметь цепь контроля входного напряжения. чаще всего значение UV задаётся резистором на одной из ног или цепочкой резисторов, если значение UV зафиксировано в микросхеме. найти цепь легко. достаточно посмотреть док на контроллер. другое дело, что после доработки мощность будет пропорционально ниже...

имхо, использовать без доработки готовый источник, полная авантюра. я бы, как минимум, источник разобрал бы и постарался найти цепи андер вольтажа. то что они в источнике с PFC должны быть, это к бабке не ходи. другое дело, что там допуски ± километр, да могут правильно не работать. хотя meanwell изготовитель тайваньский и в своей ценовой категории наверное лучший... всё равно это не правильно. ох, извините, пока сообщение писал, вы ответили... имхо 100 шт партия уже приличная. вполне появятся отказы.

не специалист, но простой расчёт показывает, что 100 VDC соответстует 70VAC. а это на много меньше нижнего порога рабочего диапозона наряжений обычного БП (84 VAC). к тому же заказчик уже потом скажет что 100В ±10%, что очень хорактерно... имхо, на вскидку, структурно надо делать PFC (на постаянном токе он будет работать повышающим инвертором). он будет поднимать напряжение скажем до 380..400VDC. а дальше уже из более менее стабильного напряжения делать с помощью DC-DC на нужные выходы. в качестве последнего можно использовать готовые AC-DC. тот же meanwell делает их до 560VAC. это первое ощущение, может знатоки предложат лучшее решение..

Спасибо, за критику разводки. долго смотрел на этот вырез... вы правы. надо в финальной разводке так и сделать. согласен, я сделал промашку с 6й ногой. В этом месте петля опасна. Кроме того, надо сделать шире проводник. прямо в ширину контактной площадки. петля в цепи VGG (pin 5) получилась из-за того, что мне пришлось перевернуть транзистор (по отношению к референс дизайну). иначе не разместить радиатор силового транзистора. он как раз бы получался между входным конденсатором и трансформатором. касательно C2/C3. один из них электролит. у него чуть не 1Ом сопротивление. имхо, не особо важно, где его размещать. а керамика расположена почти прямо на ногах микросхемы. расстояние около 3мм. хотя можно поменять его местами с диодом, будет 1.5..2мм ещё раз спасибо. обязательно учту ваши замечания. Мне кажется, что после установки RC снаббера R29/C30 величина выброса напряжения на стоке стала вполне терпимой. позавчера сфоткал осциллограммы (во вложении). при входном напряжении 870В, макс. напряжение на стоке составило 1264В. притом, что я уменьшил C30 до 110пФ из-за превышения температуры резистора R29. к сожалению ЛАТР не позволяет дать на вход большее напряжение, хотя компоненты позволили бы проверить и на 1000В. По прежнему волнует величина скорости нарастания напряжения на стоке. При С30=110пФ она составила приблизительно 10кВ/мкс. В корпусе не предполагалось никаких экранов,- волнуют радионаводки на схемы управления. ДА, забыл, - после установки RC снаббера стало возможным убрать R13 вовсе, как советовал нищеброд. ВЧ звон на диоде VD4 в этом случае не возникает. очень мелкая рябь -не более. Постараюсь снять указанные напряжения. Блин, с током будут проблемы. Диод TO220F с радиатором. и запаян на полигоны без термальных барьеров. Ладно, подумаю, как приютить токосъёмные шунты.. Наверное завтра вечером сниму. А вот ток через VT1... не представляю, как его снять. единственное место это сток. но подвесить туда осциллограф. это же сотни пФ? даже если питать осцил. от батарейки. У меня есть данные по пиковому току и среднквадратичному значению, полученные из TIшной программы для UCC28610DR, но что то мне подсказывает, что они сильно "теоретические". Спасибо за участи! Очень рад, т. к. практический опыт у меня совсем маленький. Делал 2 совсем слабеньких AC-DC на TOPах. притом на 185..264В и на стандартных трансформаторах.

Попался интересный документ. вернее интересная идея. патент на использование энергии снаббера для питания PFC контроллера. Патент свободен для любого использования при условии применения указанных микросхем. стр. 8, fig.6 посмотрите, забавно... http://www.google.ru/url?sa=t&rct=j&am....92885102,d.bGQ

я уже написал, что не занимаюсь автомобильной электроникой. мне это не нужно. не понимаю, почему вы отвечаете мне, а не автору темы, да ещё в назидательном тоне.

спасибо за отклик. да, такая мысль приходила. поставить снаббер прямо параллельно силовому транзистору. но в момент разряда проблем не возникает, поскольку управляющий транзистор в микросхеме достаточно мощный: 190 mOm макс. и в начале цикла включения есть блокировка в 120нс (мин). я побоялся дополнительно нагружать микросхему в момент выключения силового транзистора, когда C30 начнёт заряжаться. встроенный в микросхему ключ будет уже закрыт и ток потечёт через внутренний диод прямиком на VGG. в паспорте не нашёл предельного значения тока из VGG в VDD. короче, не стал рисковать. по любому, при таком включении мне нужно заменить VD3 на более мощный и может быть ещё усилить VZ1. я про шум в выпрямителе написал по старым замерам. как только завалил фронт выключения, звон на выпрямительном диоде тоже исчез. по старым замерам паразитный контур на выходе очень высокочастотный (больше 10мГц). видимо гладкий и пологий фронт его уже не возбуждает. так что выход сейчас выглядит вполне сносно. единственное, чем я сейчас не доволен, так это потерями. силовой транзистор стал нагреваться градусов на 10 сильнее. точно не измерял, - по ощущениям где то за 50С. хотя он у меня совсем без радиатора, а реальная нагрузка будет будет меньше 40а Ватт. испытания я делаю на 65 Ваттах. КПД упал с 85 до 82%. резистор R29 тоже горячий. измеренная мощность на нём почти 1.8Вт. может быть ещё немного уменьшу ёмкость C30... по поводу разводки макета тоже есть вопрос. похоже я сделал глупость, замкнув полигон вокруг схемы управления. есть мелкая ВЧ дрож. она видна на осциллограммах, что я выложил. во вложении обратная сторона платы. народ с практическим опытом, пож. покритикуйте разводку. видимо надо разорвать полигон, как показано красным. жёлтые полоски - это перемычки. и ещё недочёт,- нужно сделать толще и выпрямить дорожку от истока к микросхеме.

ну и ... почему бы вам не посчитать и не предложить человеку решение? ведь он собирает дома на коленке одно единственное устройство для себя. в чём вопрос. помогите... а за ГОСТ спасибо! да он же во время штатной работы вообще греться не будет. только в момент стессовой ситуации. и кстати да, дроссель, вернее фильтра я тоже бы поставил. 45С прибывьте к температуре в вашем бардачке. я же пишу, что у меня этот стабилизатор стоит прямо в корпусе мотора, а том и 80С вполне себе штатная ситуация. так что микросхема как раз для вас. синхронник как раз 12В->5В 2..2.5А как нечего делать.. защита от КЗ в нём есть и работает нормально. он начинает щёлкать примерно 3 раза в секунду. 8.2мкГ это рекламный трюк. При соотношении входного напряжения в 7 раз так не выйдет. 8.2мкГ при фиксированном входном напряжении. проверить это легко. на сайте TI прямо на страничке микросхемы есть программа расчёта. вы не поленитесь и зарегистрируйтесь. там регистрация свободная. потом попробуйте подставить в программу свои значения и получиться, что для приемлемого ПКД потребуется снижать тактовую частоту и увеличивать индуктивность. а на низкой частоте уже не обойтись керамическими конденсаторами. а электролиты быстро сохнут при повышенной температуре. ну так это защита ваших девайсов по выходу... боюсь что главная проблема не в этом месте.