[Валентиныч 0]

Ну вот, кажется медленно, но верно, начинаем сворачивать на рельсы делового разговора.

И это искренне радует.

 

Все написанное в двух предыдущих постах имеет место быть. В общем - это классика. Хочу добавить, что форма нарастания напряжения на емкости при запитке ее от индуктивного накопителя мало чем отличается от формы нарастания напряжения при запитке кондея от генератора тока (обычная RC цепь, и ее тау). Именно об этой постоянной я и говорил в самом начале.

В своих рассуждениях я исходил из того, что выходное активное сопротивление преобразователя довольно низкое, реактивность индуктивности вторичной обмотки я отбрасывал (мо-быть здесь и порыта собака?), а время перекачки энергии в емкость "растягивал", искусственно увеличивая тау зарядной цепи дополнительным резистором. Не уверен, что делал это оптимально. Проверю.

Теперь что касается скважности. Мне кажется, что если подобрать частоту меандра (или индуктивность дросселя) так, чтобы обеспечить непрерывность токов на прямом и обратном ходах для режима начала заряда емкости (емкость - "пустая"), то некоторые "простои" дросселя в последующих тактах заряда можно просто не принимать во внимание - на КПД они не должны отражаться. Просто временнАя эффективность заряда будет уменьшаться по мере заряда емкости, но это - не страшно.

Выбор меандра обусловлен лишь одним: таймер камня постоянно молотит сам по себе в режиме генерации меандра, не отвлекая ресурсы ALU, которое и без того занято решением основной задачи в ресльном времени. Поэтому я просто при инициализации камня задаю режим таймера, для генерации требуемого периода меандра, а количество энергии, в зависимости от напряжения аккумулятора, регулирую временем в течение которого выходной порт транслирует состояние таймера на силовой ключ. Есс-но, синхронизирую порт с состоянием таймера, не позволяя включать силовой транзистор "не в такт".

По моим расчетам получается следующее:

 

Uакку = 6 В, С = 0,47 мкф, Uc(max) = 370 В, P = 32,17 мДж.

Транс: броник Б18 с зазором 0,3 мм, (вариант на кольце дает аналогичные результаты) при f=100 кГц:

L1 = 2,71 мкГн, 5,75 витка, пиковый ток ключа = 5,7 А, средний ток = 2,76 А.

Тогда требуемый К транса равен 64, вторичка = 366 витков (индуктивность не считал).

Эквивалент активного сопротивления цепи заряда ~ 1 кОм (с учетом сопротивления вторичной обмотки, но без учета ее реактивного сопротивления).

Учитывая довольно длинные паузы между циклами разряд/заряд емкости (от 2 до 64 мс), расчетная средняя мощность преобразователя должна изменяеться от 0,85 Вт до 8,3 Вт.

Но фактически - почти в два раза выше. Вот это и смущает...

Изменено 16 марта, 2006 пользователем Валентиныч

[Валентиныч 0]

Теперь можно найти приведенную ко вторичной обмотке требуемую индуктивность, L'=(t*V1)^2/(2*E) = 5.89 мкГн. Требуемый коэфф. транформации, получается, должен быть равен корень из 2. Если выбрать его равным 2, то приведенная индуктивность будет велика, 11.8 мкГн, и за 5 мкс ток из нее не уйдет - слишком мало вых. напряжение.

Не убедительно... Вторичка не принимает участия в накоплении энергии. По этому коэфф. трансформации должен считаться как для обычного транса. ИМХО.

Важно лишь обеспечить баланс токов и напряжений в обмотках.

Кстати - расчетный импульсный ток вторичной цепи во время обратного хода - всего 43 мА.

Изменено 16 марта, 2006 пользователем Валентиныч

[AML 0]

нарастания напряжения на емкости при запитке ее от индуктивного накопителя мало чем отличается от формы нарастания напряжения при запитке кондея от генератора тока (обычная RC цепь, и ее тау).

Поясните мысль. Напряжение на емкости при запитке от генератора тока - линейно-нарастающее, в обычной RC-цепи - экспонента, что сильно не одно и то же.

 

Флайбек с постоянной длительностью импульса (как у вас) - это не источник тока, а, скорее, источник мощности. Ведь энергия, запаченная в сердечнике на каждом такте, постоянна. Если она полностью отдается в нагрузку (емкость) - то это и есть источник постоянной мощности. Поэтому форма напряжения на емкости - не классическая экспонента.

 

В своих рассуждениях я исходил из того, что выходное активное сопротивление преобразователя довольно низкое, реактивность индуктивности вторичной обмотки я отбрасывал (мо-быть здесь и порыта собака?)

Совершенно верно. Ведь индуктивность в этом случае - источник тока. А у источника тока дифференциальное сопротивление стремится к бесконечности. И его явно отбрасывать нельзя.

 

а время перекачки энергии в емкость "растягивал", искусственно увеличивая тау зарядной цепи дополнительным резистором. Не уверен, что делал это оптимально. Проверю.

Поясните, зачем это вообще нужно делать. Внесение активного сопротивления в силовой контур лишь снижает КПД и не выполняет никаких полезных функций. Скорее всего, именно по этой причине КПД схемы вас не удовлетворяет.

Ток в емкости в этой схеме и так ограничен током индуктивности. И дополнительных "растяжек" не требует.

 

Теперь что касается скважности. Мне кажется, что если подобрать частоту меандра (или индуктивность дросселя) так, чтобы обеспечить непрерывность токов на прямом и обратном ходах для режима начала заряда емкости (емкость - "пустая"), то некоторые "простои" дросселя в последующих тактах заряда можно просто не принимать во внимание - на КПД они не должны отражаться.

В свое время делал аналогичеый преобразователь (из 6 в 300 на чистую емкость) тоже с постоянным коэффициентом заполнения. Но выбирал его равным 0,7. Это позволило снизить коэффициент трансформации (ниже потери в трансформаторе) и обеспечить режим непрерывных токов в большем диапазоне выходного напряжения (тоже повыщает КПД). Насколько это приемлемо в рассматриваемом случае - не знаю. И почему не было насыщения на начальном этапе, тоже уже не помню.

 

 

По моим расчетам получается следующее:

Эквивалент активного сопротивления цепи заряда ~ 1 кОм (с учетом сопротивления вторичной обмотки, но без учета ее реактивного сопротивления).

Совсем не понял... О каком КПД можно говорить при таком автивном сопротивлении контура!!! Там за кождый Ом борются. А на первичной стороне - за сотые доли Ома. Или же речь идет об эквивалентном (виртуальном) сопротивлении, которое бы дало такую же постоянную времени, как в этом преобразователе?

[=AK= 12]

Вторичка не принимает участия в накоплении энергии. По этому коэфф. трансформации должен считаться как для обычного транса. ИМХО.

Энергия накапливается не "в первичке" и не "во вторичке", а в магнитном поле (сердечника, когда он есть). На прямом ходе вторичка "отключена" и не участвует в процессе накопления, это верно. Для расчетов процесса накопления энергии в формулах используется индуктивность первички. На обратном ходе первичка "отключена" и не участвует в процессе расхода накопленной энергии. Поэтому для расчетов расхода накопленной энергии используется индуктивность вторички.

 

Нарисуйте эквивалентную схему силовой цепи, где трансформатор заменен дросселем. Это будет безтрансформаторный инвертирующий преобразователь, но на прямом ходе индуктивность дросселя L, а на обратном L'.

 

Помощь в освоении теоретических азов работы индуктивности и емкости мне не требуется - плавали, знаем!

:glare:

Изменено 16 марта, 2006 пользователем =AK=

[Stanislav 0]

Не прнимаю, зачем такая точность формирования длительности импульсов.

 

В плане общетеоретических размышлений полагаю, что в этом устройстве целесообразнее применять не ШИМ, а ЧИМ. Длительность открытого состояния постоянна, а длительность закрытого - меняется. Отслеживается точка перехода тока через 0 и запускается новый цикл. При достижения нужного выходного напряжения преобразователь затыкается. При этом невозможно насыщение сердечника, минимальное время заряда емкости и максимальное использование возможностей ключей и трансформатора. Соответственно, массогабариты будут минимальны, а КПД - максимально.

Кстати, именно так работают автоколебательные схемы преобразователей, используемых, к примеру, в фотовспышках.

Почитал тему - блин, ну и каша!

Пока добрался до этого Вашего поста, в общем, прикинул, как надо делать. Почти так, как Вы и предложили. Резюмирую и дополню только:

1. Регулятор должен быть релейным. Это даст высокий КПД, хорошие массогабаритные показатели и устойчивость регулирования.

2. Релейных петель регулирования должно быть две. Первая - по току дросселя. Т.е., ключ врубается при токе дросселя, близком к нулю, а вырубается при достижении им определённого значения. Это даст наилучший коэфф-т использования тушки дросселя, т.к. в каждом цикле в него будет закачиваться и из него выкачиваться строго определённая порция энергии. Вторая петля - по выходному напряжению. Должна, как Вы и предложили, вырубать преобразователь при достижении им (напряжением) желаемого порога. Для обеспечения хорошего КПД и устойчивости работы необходимо наличие в ней небольшого гистерезиса.

 

Микроконтроллер, думается, в таком устройстве нахрен не нужен. Смело можно попытаться использовать любой релейный (гистерезисный) контроллер с управлением по току ключа и с запуском/отключением несложной схемой. Филипс делает контроллеры с отслеживанием размагничивания дросселя, только вот не знаю, подойдут ли. Но принцип можно взять на вооружение. А то и на россыпи всё изваять...

[=AK= 12]

Не поленился, заглянул в даташит на Мегу 8.

И вот что увидел на стр. 111:

 

The PWM frequency for the output can be calculated by the following equation:

f(PWM) = f(clc)/ N*256.

The N variable represents the prescale factor (1, 8, 32, 64, 128, 256, or 1024).

 

Не поленитесь, и скачайте последнюю версию 2486P–AVR–02/06. Тогда на cтр. 111 увидите

 

The waveform generated will have a maximum frequency of fOC2 = (fclk_I/O)/2 when OCR2 is set to zero (0x00). The waveform frequency is defined by the following equation:

fOCn = (fclk_I/O) / (2⋅N⋅(1 + OCRn))

 

Считаем еще раз c заданным менее-чем-оптимальным значением прескалера: 8MHz/(2*8*5) = 100 kHz (шаги 20%)

 

А на следующе стрнице увидите Fast PWM Mode

 

The fast PWM differs from the other PWM option by its single-slope operation. The counter counts from BOTTOM to MAX then restarts from BOTTOM.

 

8MHz/(1*8*10) = 100 kHz (шаги 10%)

 

Чтобы получить ЧИМ (что гораздо правильнее), достаточно установить (даже в обычном режиме) макс. частоту при скважности 2 (OCRn=0) 8MHz/(2*8*1) = 500 kHz (длительность прямого хода 1 us), послe чего регулировать OCRn (т.е. период цикла, оставляя неизменной длительность прямого хода): в начале заряда значение OCRn большое (чтобы ток успел уйти в нагрузку), в конце уменьшается до 0. Менять период цикла можно грубыми скачками, это только лишь снизит оптимальность и слегка растянет суммарное время.

Изменено 17 марта, 2006 пользователем =AK=

[Валентиныч 0]

Поясните мысль. Напряжение на емкости при запитке от генератора тока - линейно-нарастающее, в обычной RC-цепи - экспонента, что сильно не одно и то же.

Абсолютно согласен - оконфузился в попыхах... :(

[Валентиныч 0]

Микроконтроллер, думается, в таком устройстве нахрен не нужен. Смело можно попытаться использовать любой релейный (гистерезисный) контроллер с управлением по току ключа и с запуском/отключением несложной схемой. Филипс делает контроллеры с отслеживанием размагничивания дросселя, только вот не знаю, подойдут ли. Но принцип можно взять на вооружение. А то и на россыпи всё изваять...

Что-то я перестал понимать, какой девайс вы обсуждаете... Или уже началось коллективное творчество по созданию какого-то другого преобразователя? :blink:

 

Для тех, кто не понял в самом начале:

Девайс реализован на Мега8. Кроме него на плате размером 35х48 мм щепотка SMD-шек, транс на броне Б18, мощный ключ SO8, D2PAK тиристор, дроссель по питанию и прочая "дырочная" лабуда типа разъемов и LED's. Решает ряд циклических задач в реальном времени. Период цикла постоянно хаотично меняется от 2 до 60 мс.

Преобразователь в этом девайсе - вторичная функция, ресурсов камня на него практически не осталось.

Все, что есть - кусок таймера, и тот ущербный, т.к. выполняет и другие задачи.

Все, что могу - задать требуемую частоту импульсов на ключ, при неизменной скважности (меандр), или выбрать не оптимальную, заведомо низкую, частоту импульсов, и получить возможность как-то регулировать скважность (пока не знаю, удастся ли найти паузы в программе, чтобы добавить еще одну задачу - слежение за зарядом емкости и регулирование этого процесса).

Кстати, измерять напряжение в процессе заряда, как мне кажется, невозможно: нет свободных входов АЦП, впрочем, его быстродействие и не позволит этого сделать даже при наличии свободных входов, или мультиплексировании. Компаратор камня занят, и не может отвлекаться.

Программный код могу кроить как угодно (не в ущерб основной задаче, есс-но).

 

Добавить что-либо в схему девайса невозможно, т.к. будет противоречить ТЗ. Вот и кручусь, в надежде услышать что-нибудь толковое, и конкретное...

Толковое начало появляться, конкретное - увы...

Изменено 17 марта, 2006 пользователем Валентиныч

[Валентиныч 0]

Поясните, зачем это вообще нужно делать. Внесение активного сопротивления в силовой контур лишь снижает КПД и не выполняет никаких полезных функций. Скорее всего, именно по этой причине КПД схемы вас не удовлетворяет.

Ток в емкости в этой схеме и так ограничен током индуктивности. И дополнительных "растяжек" не требует.

Таким образом мне удалось в некоторой степени облегчить режим ключа, ограничив пиковые токи.

Но, как теперь вижу, в ущерб КПД... :angry2: Очевидный ляп...

[=AK= 12]

Толковое начало появляться, конкретное - увы...

Более конкретно вам скорей всего никто не подскажет. Задача корректной перекачки энергии достаточно тривиальна. Bсе проблемы связаны с заморочками конкретной системы и, в частности, с заморочками ее ПО. Вряд ли кто-нибудь будет разбираться в вашем коде и выяснять, как лучше использовать ресурсы проца и как туда втиснуть правильный алгоритм управления ключом.

[=AK= 12]

Uакку = 6 В, С = 0,47 мкф, Uc(max) = 370 В, P = 32,17 мДж.

Транс: броник Б18 с зазором 0,3 мм, (вариант на кольце дает аналогичные результаты) при f=100 кГц:

L1 = 2,71 мкГн, 5,75 витка, пиковый ток ключа = 5,7 А

i=t*Vo/L1=5мкс*6В/2.71мкГн= 11А. Откуда 5.7А взялось?

Тогда требуемый К транса равен 64, вторичка = 366 витков

А это из чего следует?

[AML 0]

Почитал про N48. Как и следовало ожидать, материал получше наших, но не совсем то, что нужно в этом случае. Это материал не для преобразовательных устройств, а для резонансных контуров. Поэтому потери в нем сравнительно высокие. Кроме того, для этого феррита 100кГц - предельная рекомендованная частота использования. Поэтому могу предположить, что с этим сердечником максимально возможного КПД достичь не удастся.

[Валентиныч 0]

i=t*Vo/L1=5мкс*6В/2.71мкГн= 11А. Откуда 5.7А взялось?

Действительно, откуда?...

Вынужден признать, что по невнимательности допустил элементарную арифметическую ошибку (стыдно...).

 

А это из чего следует?

Из методик расчета транформатора, описанных в книгах Митофанова-Щеголева, Поликарпова-Сергиенко и т.д.. Здесь вроде все верно, но - проверю еще раз.

К сожалению, эти общепризнанные методики предназначены для расчета длительного (установившегося) режима преобразователя с незначительным изменением нагрузки. И все расчеты ведутся "задом наперед" - от параметров вторичной цепи (обычная практика таких расчетов). В данном случае имеет место совсем другое - в течение всего времени работы преобразователя наргузка непрерывно изменяется, что в некоторой мере и не позволило мне корректно выполнить предварительные расчеты.

Попробую выполнить расчеты по другому - от "кванта" энергии, запасаемой в первичной цепи в каждом такте работы преобразователя. А затем пересчитаю всё в амперы/вольты/витки.

 

Кроме того, для этого феррита 100кГц - предельная рекомендованная частота использования. Поэтому могу предположить, что с этим сердечником максимально возможного КПД достичь не удастся.

Да, я это тоже выяснил, но пока другого материала просто нет. Или N48, или наш М2000, выбоор не богатый...

 

To All: благодарю всех откликнувшихся, и высказавших свое мнение по этому вопросу.

В том числе - моему главному оппоненту АК, чья агрессивность в конце концов заставила меня более критически подойти к решению задачи.

При этом я все же остаюсь при своем мнении в вопросе формирования скоростного ШИМа. Здесь, АК, Ваши выводы не верны как в принципе, так и в частном случае использования таймера2 Меги 8. Если внимательно перечитаете даташит, уверен, поймете свою ошибку.

 

Особый респект - AML, человеку, деликатность которого оставила самые приятные впечатления, и желание "дружить" и общаться дальше. :)

 

Так что дискуссия не прошла впустую.

Кое-что начинает проясняться как в общей теории работы преобразователей такого класса, так и в подходе к решению моей конкретной задачи.

Беру тайм-аут на 2-3 дня. О положительных результатах (если такие будут) обязательно сообщу.

[=AK= 12]

АК, Ваши выводы не верны как в принципе, так и в частном случае использования таймера2 Меги 8. Если внимательно перечитаете даташит, уверен, поймете свою ошибку.

Трудно спорить, когда вместо доводов, расчетов и примеров приводится безапелляционное мнение безо всяких обоснований. Увы, практика (в том числе данное обсуждение) показывает, что такое безапелляционное мнение часто бывает ошибочным, а доводы не приводятся по той простой причине, что их или вообще нет, или же они слишком шаткие, чтобы их было не стыдно произнести вслух. Со своей стороны, вынужден еще раз процитировать аппликуху AVR131, стр.2 и 3

 

In the AVR, the timer/counters are used to generate PWM signals. To change the PWM

base frequency, the timer clock frequency and top counter value is changed. Faster

clock and/or lower top value will increase the PWM base frequency, or timer overflow

frequency. With full resolution (top value 255) the maximum PWM base frequency is

250 kHz. Increasing the base frequency beyond this frequency will be at the expense of

reduced resolution, since fewer step are then available from 0% to 100% duty cycle.

Altering the value of the Output Compare Registers (OCR) changes the duty cycle.

Increasing the OCR value increases the duty cycle. The PWM output is high until the

OCR value is reached, and low until the timer reaches the top value and wraps back to

0. This is called Fast-PWM mode.

 

The selection of resolution versus base frequency is thus an application dependent

trade-off.

 

Setting the counter top value to a small value, very high base frequencies are available.

 

The highest possible timer clock frequency for the ATtiny26 high-speed timer is 64 MHz

(no prescaling). At 16 MHz PWM base frequency (top value 3) the OCR value can be

set to 0, 1 (25% duty cycle), 2 (50% duty cycle, A in Figure 4) or 3 (100% duty cycle).

This shows that lowering the top value to increase the PWM base frequency reduces

the resolution.

 

Из этого следует, что можно получить высокочастотный ШИМ с произвольно малым числом шагов (например, 4, как в этом примере), а для получения ЧИМ достаточно манипулировать значением top. Если это не так, укажите конкретно, что мешает это сделать, а также почему в Атмеге8 нельзя получить высокочастотный ШИМ с малым числом шагов. Разве в Атмеге этот кусок железа совсем другой?

Изменено 19 марта, 2006 пользователем =AK=

[Stanislav 0]

Трудно спорить, когда вместо доводов, расчетов и примеров приводится безапелляционное мнение безо всяких обоснований. Со своей стороны, вынужден еще раз процитировать аппликуху AVR131, стр.2 и 3

.................

Из этого следует, что для получения ЧИМ достаточно манипулировать значением top.

Это всё верно, только вопрос управления БП с помощью меги в данном контексте, по-моему, не стоит даже рассматривать. У автора темы же реал-тайм процессы, а управление силовым ключом должно иметь наивысший приоритет, чего на данном МК сделать невозможно - система прерываний одноуровневая. Самый важный вопрос: как заводить ОС в МК? Для достижения наилучших показателей нужна ОС по току дросселя в каждом цикле, ведь входное питание нестабильно, неизбежен также разброс и других параметров. Также и ОС по выходному напряжению... Подождём ответа автора...