[Sergey Beltchicov 0]

Сергей, проверьте - должно быть 20 дБ на декаду. На Вашей картинке так и есть. Вы привели формулу для модуля передаточной характеристики ФВЧ. Насколько я помню из университетских дисциплин, не существует цепи, имеющей АЧХ вида 1/sqrt(f).

Приведенная мной формула по сути мало отличается от вашего Br(f), если взять модуль от комплексного числа. Разница только в том, что вы зафиксировали минимум коэффициента передачи через слагаемое единицу и ввели коэффициент пропорциональности через CS.

 

Хороший вопрос, сколько брать, 20log Br или 10log Br?

 

Рассмотрим такой пример. Подаем сигнал на усилитель (это я про LNA), на выходе получаем 20дБм и фликкерную границу 1МГц на уровне -174дБм (-164дБм@100к, -154дБм@10к). Теперь снижаем сигнал на 20дБ, на выходе имеем 0дБм. Согласно Рубиоле (да и практике) фликкер отползет на частоту 10кГц. Очевидно, что фликкерная граница в линейном виде обратно пропорциональна подавлению. Так чему в разах соответствует 20дБ подавления?

Изменено 17 января, 2018 пользователем Sergey Beltchicov

[rloc 43]

Насколько я помню из университетских дисциплин, не существует цепи, имеющей АЧХ вида 1/sqrt(f).

Собрал модель резонатора с Баттервортом, Q0=1000, QL=500, F0=1ГГц. На картинке - S-параметры и групповая задержка относительно несущей в лог. масштабе по частоте.

 

 

Как видно из рисунка, фильтрующие способности резонатора вблизи несущей оказывают слабое влияние на наклон, как по S21, так и по S11. В этой области резонатор скорее работает как модулятор шумов (как в оптической линии). В случае линейной ФЧХ (наклон ГВЗ=0), белый шум трансформируется в 1/f^2, шум вида 1/f - в 1/f^3 и т.д. За пределами полосы пропускания резонатора наклон ФЧХ уменьшается, а АЧХ становится 20 дБ/дек. Можно поиграться с коэфф. связи и типом фильтра, но результат не сильно изменится.

 

P.S. Хорошо записать АЧХ и ФЧХ разомкнутой цепи в бинарном виде для мат. обработки.

 

Наблюдается высокий уровень спуров при широкой развертке спектра по частоте (-73 дБн). На вход опоры подается синус 100 МГц (с выхода ref анализатора спектра) с мощностью 10 дБм, в микросхеме опорная частота умножается на 2.

Бывает в интегрирующей цепи используют только низкочастотные элементы, они хорошо пропускают пикосекундные фронты схемы накачки заряда. Попробуйте закоротить выход CP на землю через 10-15 пФ 0402 NP0 (только не поверх тех элементов, а впритык к земле).

[Dr.Drew 4]

Хороший вопрос, сколько брать, 20log Br или 10log Br?

 

Рассмотрим такой пример. Подаем сигнал на усилитель (это я про LNA), на выходе получаем 20дБм и фликкерную границу 1МГц на уровне -174дБм (-164дБм@100к, -154дБм@10к). Теперь снижаем сигнал на 20дБ, на выходе имеем 0дБм. Согласно Рубиоле (да и практике) фликкер отползет на частоту 10кГц. Очевидно, что фликкерная граница в линейном виде обратно пропорциональна подавлению. Так чему в разах соответствует 20дБ подавления?

На этот вопрос давно ответили в книгах, в том числе по статистической радиотехнике. Как с этим связан приведенный пример, не совсем понятно.

[Cach 0]

Бывает в интегрирующей цепи используют только низкочастотные элементы, они хорошо пропускают пикосекундные фронты схемы накачки заряда. Попробуйте закоротить выход CP на землю через 10-15 пФ 0402 NP0 (только не поверх тех элементов, а впритык к земле).

Попробовал:

Видно, что спуры на отстройке 800 МГц просели, в целом стало лучше, но что делать с остальными спурами?

Изменено 18 января, 2018 пользователем Cach

[rloc 43]

что делать с остальными спурами?

Жестче фильтровать в пределах стабильности: емкость больше, ФНЧ ... , все что дает максимальное подавление на 100 МГц и выше, без изменения фазовой хар-ки основной цепочки.

[Sergey Beltchicov 0]

На этот вопрос давно ответили в книгах, в том числе по статистической радиотехнике. Как с этим связан приведенный пример, не совсем понятно.

Вопрос мой вот о чем. Справедливо ли записать шум LNLA как b0*(1+Fc eff/Fm), где Fc eff будем считать эффективной (пониженной) фликкерной границей. Далее, не логично ли Fc eff представить как Fc/S (где Fc - это фликкерная граница LNA в режиме большого сигнала, а S - подавление несущей)? Если подавление, допустим, 40дБ, можно ли использовать S как 10^4? Ваше мнение, Андрей? Или как вообще учесть фликкер LNLA в модели?

 

Да теория говорит, что 20log. Но как быть с этим участком? (приложил Ваш график).

 

И еще вопрос. Если мы используем циркулятор в качестве выделителя обратной волны, надо ли нам учитывать его развязку при моделировании? По идее, сигнал из основного кольца с конечной развязкой тоже прет в интерферометр... Ваше мнение Андрей? На графике ФШ из сообщения 2858, к примеру, развязка циркулятора не более 30 дБ.

Изменено 18 января, 2018 пользователем Sergey Beltchicov

[Dr.Drew 4]

Вопрос мой вот о чем. Справедливо ли записать шум LNLA как b0*(1+Fc eff/Fm), где Fc eff будем считать эффективной (пониженной) фликкерной границей. Далее, не логично ли Fc eff представить как Fc/S (где Fc - это фликкерная граница LNA в режиме большого сигнала, а S - подавление несущей)? Если подавление, допустим, 40дБ, можно ли использовать S как 10^4? Ваше мнение, Андрей? Или как вообще учесть фликкер LNLA в модели?

Сергей, спектр вносимого усилителем фазового шума в линейном режиме представляется как a0/f+FkT/2Pin. Попробуйте свести это к Вашей формуле. Оба параметра окажутся зависимыми от CS и еще придется ввести потери мощности при выделении отраженной волны.

 

Да теория говорит, что 20log. Но как быть с этим участком? (приложил Ваш график).

В этом участке виден естественный переход АЧХ в горизонтальную линию.

 

И еще вопрос. Если мы используем циркулятор в качестве выделителя обратной волны, надо ли нам учитывать его развязку при моделировании? По идее, сигнал из основного кольца с конечной развязкой тоже прет в интерферометр... Ваше мнение Андрей? На графике ФШ из сообщения 2858, к примеру, развязка циркулятора не более 30 дБ.

Развязка двух портов - штука специфическая и зависит от согласования третьего порта с нагрузкой. То, что у Вас циркулятор с нагрузкой по третьему порту 50 Ом имеет развязку 30 дБ, не значит, что он ее сохранит при 51 или 49 Ом. То же и с делителем мощности. Я в своих генераторах использовал квадратурные мосты RCP3500Q03 с заявленной развязкой 20-30 дБ (по-моему), а подавление несущей получал аж за 40 дБ.

[Sergey Beltchicov 0]

Сергей, спектр вносимого усилителем фазового шума в линейном режиме представляется как a0/f+FkT/2Pin. Попробуйте свести это к Вашей формуле. Оба параметра окажутся зависимыми от CS и еще придется ввести потери мощности при выделении отраженной волны.

 

Если представить ваш a0(b-1 у Рубиолы) как Fc*b0 и b0 (или FkT/2Pin) вынести за скобку, получаем ту формулу, которую я и привел FkT/2Pin(1+Fc/Fm). Фликкер усилителя можно характеризовать через Fc (фликкерную границу в герцах), или A0 (b-1). Кому как привычнее. Вопрос был о том, как аналитически связать фш усилителя петли АПЧ с величиной CS.

 

 

[Dr.Drew 4]

Ну, связали Вы вносимый шум с CS, получив фликкерную границу обратной пропорциональную и широкополосный уровень просто пропорциональный ей. Дальше что?

[Sergey Beltchicov 0]

Ну, связали Вы вносимый шум с CS, получив фликкерную границу обратной пропорциональную и широкополосный уровень просто пропорциональный ей. Дальше что?

Широкополосный уровень, наверное, все-таки не будет пропорционален подавлению, потому как шумы дальней зоны проходят через выделитель обратной волны на вход LNA почти без потерь. Что дальше? Дальше хотелось бы получить цивильную рабочую модель шумов LNA, используемого в КСС. И вообще модель всего генератора с КСС, отличную от укороченной модели с T0. Думал, Вы подскажете что-нибудь исходя из вашего опыта. Ладно, не буду к вам больше приставать.

[Dr.Drew 4]

Эта модель описана и в диссертации Царапкина, и в статьях Штина, и (в укороченном виде) у меня в диссертации. Я во всех расчетах использовал только ее. По-моему, она адекватно способна описать спектр шумов там том уровне, который я достигал. Когда дойдет дело до сапфира, проверим и там. Использовать укороченную модель противопоказано по причинам, указанным мною выше.

[Cach 0]

Жестче фильтровать в пределах стабильности: емкость больше, ФНЧ ... , все что дает максимальное подавление на 100 МГц и выше, без изменения фазовой хар-ки основной цепочки.

Вот модель петли:

Т.е. нужно перед С1 как можно ближе к выходу CP микросхемы поставить ФНЧ с частотой заграждения от 100 МГц до 12 ГГц? Фильтр я могу рассчитать в AWR на сосредоточенных элементах с учетом их S-параметров , а как понять, что он не изменит фазовую характеристику основной интегрирующей цепи петли ФАПЧ?

Изменено 19 января, 2018 пользователем Cach

[rloc 43]

Т.е. нужно перед С1 как можно ближе к выходу CP микросхемы поставить ФНЧ с частотой заграждения от 100 МГц до 12 ГГц? Фильтр я могу рассчитать в AWR на сосредоточенных элементах с учетом их S-параметров , а как понять, что он не изменит фазовую характеристику основной интегрирующей цепи петли ФАПЧ?

Да. Если есть AWR, то и RC-цепочку можно перенести в программу. Не думаю, что полоса модуляции доходит до 12 ГГц, да и спектр фронтов имеет завал. PLLatinum пишет, что у вас есть запас по фазе ~60гр в полосе. Без особых опасений вы можете уменьшить его фильтром на 5-10гр. Полоса RC - это где-нибудь по уровню -15 дБ для уверенности. На дискретных элементах нет смысла экспериментировать, есть LFCN.

[Cach 0]

Да. Если есть AWR, то и RC-цепочку можно перенести в программу. Не думаю, что полоса модуляции доходит до 12 ГГц, да и спектр фронтов имеет завал. PLLatinum пишет, что у вас есть запас по фазе ~60гр в полосе. Без особых опасений вы можете уменьшить его фильтром на 5-10гр. Полоса RC - это где-нибудь по уровню -15 дБ для уверенности. На дискретных элементах нет смысла экспериментировать, есть LFCN.

Спасибо за советы. Попробую смоделировать c LFCN. Еще попробую в модели перед интегрирующей цепочкой (как можно ближе к CP) поставить несколько конденсаторов, например, на 5 пФ, 10 пФ, 15 пФ и 30 пФ типоразмером 0402. Для фильтрации до 4 ГГц должно помочь. Как думаете?

Изменено 19 января, 2018 пользователем Cach

[Chenakin 12]

Николас фактически говорит нам

Кстати, почему Николас, а не по-нашему, Николай (вопрос, наверное, не к Вам)? Периодически встречаемся с Николаем, живет и работает он сейчас в Сан Диего, США. Одно время мы очень плотно сотрудничали, сейчас видимся пореже, у меня тоже свои проблемы…

 

Ну, связали Вы вносимый шум с CS, получив фликкерную границу обратной пропорциональную и широкополосный уровень просто пропорциональный ей. Дальше что?

Что дальше? Дальше хотелось бы получить цивильную рабочую модель шумов LNA, используемого в КСС. И вообще модель всего генератора с КСС, отличную от укороченной модели с T0.

А нужен ли вообще МШУ? Нет, я, конечно, понимаю, для чего он используется. Но, вот, смотрю на терминологию, применяемую в КСС (интерферометр, умножение добротности и т.д.), и становится немного не хорошо. От природной лени вникать в теорию не хочется, поэтому попробую развернуть проблему по-простому.

 

1. Откуда ноги растут.

Имеем “классический” генератор с обратной связью:

Усилитель здесь по определению нелинейный элемент. И вот из-за его нелинейности и растут фазовые шумы (фликкер, рост коэф-та шума при компрессии и т.д.). Всем всё понятно (правда, никто считать не умеет, если уж по-честному :)).

 

2. Нелинейность=фазовый шум.

Можно условно сказать, что вся беда с шумами генератора проистекает из-за нелинейности его активного элемента. Следовательно, его надо как-то линиарезировать. Это можно делать как на уровне активного прибора (материал, топология, технология изготовления и т.д.), так и на внешнем, системном уровне, где в основном используют два способа: прямая связь (feedforward) и обратная связь (feedback).

 

3. Feedforward.

Способ довольно простой (на бумаге):

Используем две цепи компенсации, чтобы получить сигнал ошибки, вызванной нелинейностью основного усилителя, и затем (после усиления во вспомогательном усилителе) вычесть его из выходного сигнала основного усилителя. При надлежащей точности балансировки амплитудных и фазовых характеристик можно убрать нежелательные искажения, которые возникают в основном усилителе. Этот подход широко используется для подавления интермодуляционных искажений, но таким же образом может применяться и для уменьшения фазовых шумов.

 

3. Feedforward=шаманство.

Всё хорошо, да не так уж и очень. Уровень подавления фазовых шумов в основном ограничивается пределами точности баланса амплитуд и фаз. А это самое, что ни на есть, шаманство (что можно сказать о любой балансной схеме – смеситель с подавлением зеркалки, IQ-модулятор и т.д.). 15-20 дБ подавления – работа для студента, 30-40 – хороший результат при грамотном проектировании и учете множества факторов. А вот дальше… Когда говорят 50-60, то это подкрутил, получил, записал и быстренько всё это спрятал, потому что повторить вряд ли удастся. Вод это я и называю шаманством (не путать с нашим Шаманом, участвующим в этой ветке :)).

 

4. Feedback.

Чтобы сохранять баланс, нужна автоматическая схема корректировки, т.е. ООС. Как сделать для генератора? Да легко:

Берем сигнал на выходе усилителя, сравниваем с сигналом на входе (за вычетом усиления), генерируем сигнал ошибки и замыкаем петлю ООС. Т.к. нас интересуют фаз. шумы, то естественно использовать фазовый детектор (например, балансный смеситель у которого очень низкий собственный фликкер), а корректировать фазу либо во внешнем элементе (фазовращатель), либо внутри самого усилителя (например, по питанию).

Очень просто и доступно (что мне всегда прельщает) это написано у Галани :

 

Galani_1.pdf

Или тоже самое здесь, но уже “одетую” в какую-то теорию:

 

Galani_2.pdf

Вот тут всё действительно просто.

 

5. “Умножение добротности”.

Кстати, взглянув на схему, можно представить, что мы сравниваем сигналы не на входе/выходе усилителя, а на входе/выходе резонатора (что формально так и есть). Т.е. ООС постоянно улучшает сигнал на выходе резонатора. Видно отсюда и пошло широко известный термин “умножение добротности” (булыжник в делянку Андрея; когда-то сильно долго мы спорили об этом :)). Но я категорически против такой интерпретации. Зачем что-то притягивать за уши, если всё гораздо проще?

 

6. Чувствительность приемника.

Понятно, что любой метод имеет свои ограничения. Как определить предел регулировки ООС? В “высшем свете” договорились считать, что обратная связь здесь – это некий приёмник (смеситель + усилитель ПЧ, например, операционник), и, соответственно, просто считать чувствительность приемника (его к-т шума). В принципе, логично.

 

7. МШУ.

Какой к-т шума такого приемника? Так, навскидку, дБ десять. Каждый знает, чтобы улучшить чувствительность приемника, нужно поставить на его вход МШУ. Если к-т усиления МШУ дБ этак двадцать, то всё за ним можно игнорировать и считать, что к-т шума приемника будет примерно равным к-ту шума МШУ. Т.е. с 10 дБ опускаемся до 3 (к примеру). 7 дБ улучшения. Красота!

 

8. Нелинейность МШУ.

Да не очень-то! Сигнал несущей на входе МШУ приведет к росту его фликкера и к-та шума. Т.е. мы возвращаемся туда, откуда пришли (нелинейность усилителя только в другой точке), если не сказать хуже.

 

9. Опять шаманство.

Что делать? А давайте подавим несущую, и пусть МШУ усиливает только сверхмалый сигнал ошибки (шумы), и таким образом предотвратим рост его шумов. А как давить? И тут пошло-поехало: критическая обратная связь, интерферометрическое процессирование сигнала (Во как! Покруче умножения добротности будет!) и т.д. В интерферометре несущая давится подбором баланса фаз и амплитуд. Ничего не напоминает? Как по мне, мы возвращаемся к feedforward (только облаченную в красивую терминологию), т.е. опять к шаманству.

 

Так нужен ли этот самый МШУ? Может оставить чистую ООС, а разницу в дБ вытягивать, закачивая большую мощность в резонатор?