[тау 23]

Отлично, я как раз об этом. Можно ли это как-то применить в ДДС без ЦАП-а?

вроде бы нет.

 

Если сформировать несколько синусоид в цифровом виде (NCO), то, суммируя их, можно получить сдвиг фаз, чтобы заполнить неопределённость в один период клока?

получить то сдвиг фаз можно, но только в цифровом виде ( отсчетов) , привязанных жестко к тактовым импульсам. Без интерполяции аналоговым фильтром "снаружи" мы не увидим новую "точку А перехода через 0"

 

 

 

[rloc 43]

С точки зрения фазовых шумов выбор гармоникового смесителя - это крайне сомнительное решение. Что бы ни писали и ни говорили про сэмплеры, и на чем бы они ни были построены (NLTL, SRD), по динамическим характеристикам они всегда проиграют фундаментальному миксеру.

Если бы своими глазами не видел -130 дБ при отстройке 10 кГц при умножении со 100 МГц до 10 ГГц, думал бы также. Причем по компактности (спичечный коробок), стоимости и потреблению нет ничего близкого. Возможно в этом случае обязательно применение первичных источников с хорошими шумами в дальней зоне, с меньшим влиянием эффекта наложения. Но лучше -130 дБ не вижу особого смысла делать, по крайней мере на данный момент для насущных задач в диапазоне 1-10 ГГц. Помню Александр говорил про многократные попытки использования SRD, в чем же там была загвоздка? Наиболее вероятная проблема. Не дает покоя этот вопрос.

 

Коллеги, а кто-нибудь синтезатор на базе digital pll

Давно слежу за прогрессом в этом направлении у Silabs. Взять например Si5380, не видно классической полки от детектора, похоже шумы в петле повторяют кварц на AT срезе не высокого качества.

[khach 33]

Давно слежу за прогрессом в этом направлении у Silabs.

Это похоже совсем другая технология, при сходных названиях.

The DSPLL provides the synthesis for generating the output clock frequencies which are synchronous to the selected input clock frequency

or free-running XTAL. It consists of a phase detector, a programmable digital loop filter, a high-performance ultra-low phase

noise analog 15 GHz VCO, and a user configurable feedback divider

Тут все таки классический VCO с заморочками в виде programmable digital loop filter.

А аналоговые девицы сделали что то странное- цифровой ФД перед ДДС. И в конце даташита показали пример двухпетлевого синтеза, хотя там конечно просто zero delay loop для клока реализован, но ничто не мешает делать такую цепь на другие частоты и выводить выходной сигнал с нее.

[rloc 43]

Это похоже совсем другая технология, при сходных названиях.

Две PLL внутри, внутренняя и внешняя, во внешней в качестве ФД используют АЦП. ГУН классический, но меня больше интересует шумность детектора.

[Шаманъ 0]

Да, очень даже ничего. Красивое решение. А задержку какую-то использовали, чтобы подравнять D и С-входы (имеется ввиду D-триггер для reclocking-a)?

С ADFкой у меня эксперимент не был доведен до конца, т.к. было два варианта с ГУНом на частотах 390..426МГц и четными Кд (под ADF4002), и с ГУНом на вдвое меньшей частоте и нечетными Кд. Я остановился на втором варианте (там вдобавок умножать опору было удобнее), поэтому делитель сделан на EPM3032A, а схема реклокинга усложнена, чтобы получать меандр на выходе для любых Кд. Каких-либо специальных мер для выравнивания задержек в таком варианте не потребовалось. Делитель работает устойчиво до 270МГц. Верхняя рабочая частота определяется возможностями старенькой ПЛИС.

 

И ещё. На 1.6 ГГц такой прибамбас не встречали? Интересно было бы попробовать с AD9515.

Был где-то документик помнится от Linear (и помнится его выкладывал rloc), там подобный делитель (прескалер+D-триггер из серии 74AU..) работал на 1.5ГГц. Мои интересы так высоко пока не заходят.

 

Нечем возразить. Остается догадываться, какие были шумы и спуры на этапе моделирования AD9163.

А вот интересно учитывалась ли в модели возможная интермодуляция шума из дальней зоны в ближнюю из-за потенциальной нелинейности ФД в PDS синтезаторе?

 

Темку помню. Когда выходной сигнал близок к меандру, в его спектре нечетные гармоники имееют бОльшее значение, для четных может усиления в петле не хватать, думаю так.

Если Вы про работу с нечетными Кд, то все решилось второй LC-цепочкой и логическим элементом (не помню написал ли в той теме про финальный результат). Работала кстати схема очень стабильно как в варианте с четными Кд, так и с нечетными Кд (после модификации), но потребность в ней отпала ввиду смены частоты опорного генератора.

 

[rloc 43]

Был где-то документик помнится от Linear

Хорошо, что напомнили, забыл напрочь, а схема полезная - DC1075A

 

В качестве триггера использовали аналог AUP, но другой фирмы. Входная частота думаю не 1.5 ГГц, поменьше. Максимальная частота демо платы, с которой рекомендуют использовать делитель - 125 МГц (400 МГц по входу делителя). Linear использует эту делилку для подключения стандартного генератора к АЦП. Полностью согласен с этим решением. Большинство настольных генераторов имеют на низких частотах относительно плохие шумы, параметры АЦП не померить.

[Chenakin 12]

Комплексное перемножение DDS и I/Q, по классике, в цифре, потом на выход ЦАП. До первого умножения все понятно, с умножением - квадратуры надо как-то трансформировать, да и само умножение подойдет только активное.

Вот, вот, до первого умножения. Тут нужна конверсия, если по-честному.

 

Мне кажется подвох здесь кроется в том, что нужно не фазой крутить, а задержкой, точнее частотой, а сложением одночастотных синусоид невозможно получить новую частоту (гармоники не считаем). Да и из двух разных, но фиксированных, частот невозможно получить произвольную.

Так именно ЦАП это и делает :). Шутка. ”Мгновенное” значение частоты синусоид на входе ЦАП разное во времени (если такое понятие применимо, ведь нужно говорить о фазе), а средняя одна и та же. Поэтому, нам никто не запрещает таким же образом складывать две синусоиды одинаковой ”мгновенной” частоты, но разной по амплитуде и фазе, чтобы подвинуть её по оси Х (вспомогательный аргумент Ф, как сказал тау). Надо тут подумать…

 

С точки зрения фазовых шумов выбор гармоникового смесителя - это крайне сомнительное решение. Что бы ни писали и ни говорили про сэмплеры, и на чем бы они ни были построены (NLTL, SRD), по динамическим характеристикам они всегда проиграют фундаментальному миксеру.

Полностью согласен. Вообще интересно, вначале темы много спорили с Сергеем по разным моментам, а сейчас наблюдается полное единодушие почти по всем вопросам. Время расставляет всё на свои места...

 

Добавлю, что у гармоникового смесителя есть чудесное свойство ”ловли блох” – собирания шумов на неиспользуемых гармониках (см. рис. ниже).

 

 

Поэтому с точки зрения шумов лучшее решение – фундаментальный смеситель, да ещё и с подавлением зеркального канала (но это, правда, если гоняться за ооочень низкими шумами).

 

Умножитель в виде генератора гармоник если уж использовать, то тогда хотя бы отдельный, по RF концу и с преселекцией т.е. фильтруем только нужный продукт умножения.

В КС так и делал. Извлекал гармоники ”не совсем честно” из того, что было под рукой, а, вот, потом ”честно” их фильтровал. Кроме шумов опасался ложного захвата на соседней гармонике. На практике оказалось, что до уровня шумов -120 дБн/Гц (10 ГГц) это особо не нужно. В лайт-версии уже не фильтровал.

 

Чтобы упростить требования к фильтрации подставки, сам оффсет лучше делать не в одно действие, а в два (а если надо, то и в три).

Именно так. Отсюда и взялась эта линейка смесителей:

 

 

Кол-во смесителей в принципе может быть любым. Для одного смесителя нужен относительно мелкошаговый LO, перекрывающий весь диапазон, т.е. переходим к классическому multiloop решению – получается сложно. Если взять длинную линейку смесителей, то с LO всё будет красиво и просто. А сложно получается уже со смесителями. Ведь им надо и усиление, и фильтрация, а кроме того bypass path (ключ, splitter) для сигнала, который не идет на следующий смеситель, а готов к подаче сразу на фазовый детектор. Т.е. опять сложно. В результате оптимальное число смесителей – действительно, 2-3. В КС их два - очень простое решение.

 

Насчет спуров КС и цифры -70дБ по спурам. На уровне системы там ситуация такая. -70дБ (узкий диапазон DDS) -32дБ (минимальный N в блоке апконверсии/деления примерно 40) = -102 + 10дБ (максимальный N=3 в петле CRO)= -92 +10дБ (использование третьей гармоники "базы") =-82дБ. Это худший случай для 10-гиговой версии.

Всё верно. И, кстати, спуры относительно "одинокие", предсказать местоположение котороых без знания частотного плана не так просто.

 

Ну а найти эти максимальные спуры - задачка, наверное, не из легких.

Кто ищет, тот всегда найдет :). Но, это надо поискать! Вдобавок ко всему, если и нашёлся спур, то надо проанализировать (т.е. двигать его вправо-влево), а не принадлежит ли он собственно спектроанализатору. Вот, интересный эксперимент:

 

 

Сначала по-честному запускаем random spur search на одном из СА (неважно, скажем, R&S). Как сказал Сергей, спуры отыскать не так просто. KC программируется на случ. частоту, СА просматривает несколько спанов - процесс не быстрый, по-этому, запускаем на неделю, получаем массу спуров между -60 и -70 (зеленые точки, ниже просто не показано, иначе всё будет зеленым). И что дальше? Анализировать каждый спур по отдельности? Долго. Тогда берем эти найденные точки, запоминаем и пропускаем через другой СА (скажем, HP). Предполагаем, что архитектура и, соответственно, собственные спуры второго СА совпадать не будут. Перемеряем и получаем совсем уже другую картинку (красные точки). Как и указал Сергей, действительно, можно найти отдельные спуры на -80, а вот в большинстве случаев это уже будет -90…-100. В итоге ставим -70 в спецификацию, чтобы этим особо не заморачиваться. А в производстве проверяем уже набитые точки, которые известны из архитектуры.

 

Ретроспективный вопрос к Александру. Почему в КС Вы остановились на частотном плане 96-192 (а не 64-128). Из-за HMC587 и цифры 10 гиг? Или из-за требований по допустимой относительной перестройке CRO/DDS?

Сложно сказать. Вначале больше действовал по наитию, чем системно, многие моменты были не понятны. Если перечислить объективные факторы, то это будет комбинация трёх составляющих:

1. Выбор CRO – нужно перекрыть требуемую полосу и в тоже время не опуститься сильно низко, чтобы не перейти на другую сторону LO (схема, ведь офсетная, в противном случае надо либо давить ЗК, либо делать схему предустановки, что абсолютно не хочется).

2. Окно ДДС с малыми спурами.

3. Должен иметься в наличии фильтр ПАВ на нужную полосу апконвертированного ДДС-а, который бы давил LO и ЗК.

 

Можно ещё добавить разные ограничения ADF-ок (давно это было, LT нужных, по-моему, не было). По отдельности, вроде, мелочи, а вот найти нужную комбинацию стандартных, не заказных компонентов уже совсем не просто.

 

Помню Александр говорил про многократные попытки использования SRD, в чем же там была загвоздка? Наиболее вероятная проблема. Не дает покоя этот вопрос.

Повторяемость. Вот, реальный пример. Берем SRD, вылизываем схему - стабильность, чувствительность к усилителю раскачки и нагрузке, минимальные потери преобразования, выравнивание гармоник и т.д. Долго это ковыряем, без дураков – несколько прототипов, температуру гоняем, конденсаторы и индуктивности вверх-вниз переставляем и т.д. И, ура, получилось! Простая, изящная схема, практически не чувствительная к разбросу элементов и нагрузок. Идет в производство. Всё замечательно. Проходит несколько месяцев, приходит, видимо, другая партия SRD, и всё рассыпается. Хорошо, если только гармоники неровные (а не нули или возбуждение). И опять всё сначала. И так случалась не раз, и ни в одной компании. Честно скажу, не люблю я SRD после всего этого. Буду только рад, если Вы нашли решение, устраняющее все эти проблемы.

Изменено 12 марта, 2017 пользователем Chenakin

[khach 33]

Честно скажу, не люблю я SRD после всего этого. Буду только рад, если Вы нашли решение, устраняющее все эти проблемы.

Фотонические смесители?

 

[rloc 43]

Проходит несколько месяцев, приходит, видимо, другая партия SRD, и всё рассыпается.

С этого момента поподробнее. Всегда же интересно, в чем конкретно дело? Какой параметр меняется? Тестером не прозваниваются? Время жизни носителей изменилось? Насколько? Форма выходного импульса? Ток через диод: в прямом направлении и при рассасывании? Причина появления нулей? Про возбуждение впервые слышу - несогласованность выхода усилителя? Вижу есть разброс от партии к партии, но нет необходимой выборки.

 

По схемотехнике уточняющие вопросы. Варианты построения рассматривали только классические? Т.е. раскачка сигнала в линейном режиме до 20-30 дБм и через трансформатор на диод? Были ли в схеме элементы регулировки? Как они влияли? Развязка по выходу? Какая нагрузка? Далеко ли стояла нагрузка?

 

Добавлю, что у гармоникового смесителя есть чудесное свойство ”ловли блох” – собирания шумов на неиспользуемых гармониках

С этим абсолютно согласен. Наблюдали такой эффект, как рост шумов при отстройке от гармоники. Очень похоже на эффект когерентно-некогерентного сложения белого шума. Шумные источники на SRD лучше не умножать.

[VCO 0]

Шумные источники на SRD лучше не умножать.

Тут всё от цепей усиления и согласования по входу и выходу зависит.

Я как раз уже почти месяц ДНЗ насилую, появились первые мысли.

Но об этом в моей теме, конечно, кроме Вас все ими брезгуют. А зря!

На таком уровне уже ничего не поможет.

Тут тоже пмсм спешите с выводами. Не учитываете функцию управляемой микросхемы.

Да и архитектура и математика всего радиочастотного тракта преобразования и ЦОС - тоже важнЫ.

 

Скажем так: Рецепт выписан, а применим или не применим он в том или ином случае - ?

Но говорить о том, что рецепт бесполезен, не проверив на практике, преждевременно...

[Sergey Beltchicov 0]

Полностью согласен. Вообще интересно, вначале темы много спорили с Сергеем по разным моментам, а сейчас наблюдается полное единодушие почти по всем вопросам. Время расставляет всё на свои места...

С накоплением опыта (и некоторым приростом ума :laughing:) желание поспорить естественным образом уменьшается. Это я про Сергея.

В КС так и делал. Извлекал гармоники ”не совсем честно” из того, что было под рукой, а, вот, потом ”честно” их фильтровал. Кроме шумов опасался ложного захвата на соседней гармонике. На практике оказалось, что до уровня шумов -120 дБн/Гц (10 ГГц) это особо не нужно. В лайт-версии уже не фильтровал.

Если смотреть на Вашу схему концептуально-арифметически, то ценность делителя проявляется еще и в том, что он как радиоэлектронный компонент при распределении базовой гармоники (ядра) соответствует двум арифметическим действиям, то есть а) укорачивает гирлянду электронных компонентов, нужных для получения требуемой гармоники; и б) распределяет гармоники и вверх, и вниз. При высокочастотном ядре делитель куда эффективнее умножителя, который может распределять только вверх. Единственный недостаток, препятствующий применению делителя как "spectrum spreader'а" в более низкошумящих схемах частотно-кратного синтеза, это наличие шумового пола в -153...145. У аналоговых же делителей есть проблемы с допустимой относительной перестройкой и с выходным уровнем продукта 3/2.

Повторяемость. Вот, реальный пример. Берем SRD, вылизываем схему - стабильность, чувствительность к усилителю раскачки и нагрузке, минимальные потери преобразования, выравнивание гармоник и т.д. Долго это ковыряем, без дураков – несколько прототипов, температуру гоняем, конденсаторы и индуктивности вверх-вниз переставляем и т.д. И, ура, получилось! Простая, изящная схема, практически не чувствительная к разбросу элементов и нагрузок. Идет в производство. Всё замечательно. Проходит несколько месяцев, приходит, видимо, другая партия SRD, и всё рассыпается. Хорошо, если только гармоники неровные (а не нули или возбуждение). И опять всё сначала. И так случалась не раз, и ни в одной компании. Честно скажу, не люблю я SRD после всего этого. Буду только рад, если Вы нашли решение, устраняющее все эти проблемы.

Подписываюсь. Именно так все и происходит. Мучаемся с SRD в каждой новой партии.

Изменено 13 марта, 2017 пользователем Sergey Beltchicov

[VCO 0]

По поводу мук с ДНЗ эмоции пока таковы:

1. Первые 3 генератора гармоник сделали по наитию и они получились неплохими, см. тему.

2. Следующие 4 сделали из рук вон плохо, надо возвращать и переделывать в принципе.

3. Последние 3 на 11 ГГц сделали вполне успешно, не смотря на проблемы.

4. На текущих 11 генераторах гармоник появилась некая осмысленность в действиях.

Пока вывод такой, что ДНЗ не нуждается в настройке и регулировке,

а цепи согласования при этом нужно многократно распараллеливать.

-----------------------------------------

И шестикрылый семи... серафим

На перепутье мне явился

©А.С.Пушкин

[Chenakin 12]

Предлагаю обсудить/покритиковать следующую схему ФАПЧ:

 

 

Но сначала немного предыстории. Пожалуй, наиболее мощным инструментом минимизации шумов в ФАПЧ является применение офсетных схем, как показано в общем виде на след. рисунке:

 

 

Кол-во смесителей, в принципе, может быть любым – от одного (простая офсетная схема или многопетлевая) до… сколько подскажет фантазия и практический смысл. Как мы недавно обсуждали с Сергеем, в практическом плане наиболее оптимальным является использование двух-трех каскадов. Но это не суть важно. Проблема в том, что в любой офсетной схеме появляется неопределенность по частоте (с какой стороны гетеродина находится сигнал), требующая предустановки частоты. Для генераторов с высокой повторяемостью управляющей характеристики (ЖИГ) или достаточно узкополосных (CRO) эту функцию может выполнять ЦАП. Однако, для широкополосных ГУН применение ЦАП не представляется надежным решением из-за очень высокой чувствительности (и плохой повторяемости) управляющей характеристики. Куда более надежная схема показана ниже:

 

 

Здесь задействованы две ФАПЧ. Первая – обычная без офсета для предустановки ГУН. Далее управление переключается на офсетную малошумящую ФАПЧ, которая “продавливает” фаз. шум. Особенно хорошо эта комбинация работает в схеме “воронка” по терминологии Сергея за счет использования общего гетеродина. Подробнее здесь:

 

Patent_04_20_2010.pdf

При этом интермодуляционные продукты смесителей совпадают с гармониками частоты сравнения ФД – “схлопываются,” как когда-то удачно выразился Сергей. Но помимо схлопывания таким же макаром выходная частота является гармоникой частоты сравнения, т.е. выбирая нужный коэф-т N (целое), ГУН можно привести в точности в нужную точку. А второй петле остается лишь “подчистить” фазу.

 

Схема исключительно простая и надежная. Но… начинает показывать свои недостатки по мере расширения полосы фильтра ФАПЧ и увеличения скорости перестройки, т.к. здесь нужно комбинировать два фильтра с абсолютно разными характеристиками (из-за кардинально разных передаточных функций). В принципе, не так уж и сложно, пока не начинаем подбираться к микросекундам. Вот здесь хотелось бы убрать переключатель и оптимизировать эти два фильтра по отдельности, чтобы выжать максимум возможного.

 

Вот здесь мы и приходим к первому рисунку. В двух словах: концепция – воронка; первая ФАПЧ приводит нас точно в нужную точку, частоту менять больше не нужно. А вторая ФАПЧ берет уже сигнал на её выходе и “подчищает” шум фазовращателем (используемого вместо традиционного ГУНа). Т.е. две петли оптимизированы под свои задачи и работают одновременно без переключения.

 

Что можно сказать о такой схеме?

 

[AFK 0]

Не будет ли в такой схеме прыгать шум пока не захватится петля с делителем в обратной связи?

 

в любой офсетной схеме появляется неопределенность по частоте (с какой стороны гетеродина находится сигнал), требующая предустановки частоты. Для генераторов с высокой повторяемостью управляющей характеристики (ЖИГ) или достаточно узкополосных (CRO) эту функцию может выполнять ЦАП. Однако, для широкополосных ГУН применение ЦАП не представляется надежным решением из-за очень высокой чувствительности (и плохой повторяемости) управляющей характеристики.

В микросхемах синтезаторов с встроенными ГУН нарезка полос довольно узкая. Какие есть противопоказания использовать их в офсетной схеме?

Думаю что при низких частотах сравнения возможны срывы, да и калибровку для быстродействия надо отключать, а это тоже чревато потерей сигнала.

 

Компенсация фазового шума рис.6

 

[rloc 43]

В двух словах: концепция – воронка; первая ФАПЧ приводит нас точно в нужную точку, частоту менять больше не нужно. А вторая ФАПЧ берет уже сигнал на её выходе и ”подчищает” шум фазовращателем (используемого вместо традиционного ГУНа). Т.е. две петли оптимизированы под свои задачи и работают одновременно без переключения.

Хорошая идея. В петле, где фаза регулируется, нужно постоянно следить за набегом, чтобы не уйти за границы регулирования, например сбрасывать целое число периодов 2*PI*N. Или, что может быть лучше, поставить ФВЧ (AFK приводил пример выше) и регулировать за пределами фликерной зоны, при наличии хорошей PLL в первой петле, не портящей шумы 10 МГц.