[Hale 1]

что-то вы попутали в модели. Должно быть наоборот. По крайней мере в жизни, на практике, с точностью до наоборот. У линейного не такая волна, она широкая, и минимум соотв. шире； а т.к. он в любой точке аппроксимируется однородной линией, то и в точке наилучшего согласование должно быть глубже. поправка только на излучение в S21 на большой протяженности (которое существует и в экспоненциальном). Но излучение S11 не портит.

Учитывая большой эпсилон - скорее всего у вас ошибка в точке соединения с МПЛ - из-за уголка возникла реактивность, достаточно большая при e=10, испортившая согласование. Либо банально симулятор слишком упростил меш, увидев линейные отрезки. Такое тоже бывает, потомоу что экспонента требует большого числа нерегулярных хорд, и меш обычно получается плотненький. Для линейных же отрезков плотность сетки надо задавать вручную (если это не HFSS, который старается выравнивать плотностью энергии на тетраэдр).

[mepavel 0]

что-то вы попутали в модели. Должно быть наоборот.

Проверил, ничего не попутал. :)

По крайней мере в жизни, на практике, с точностью до наоборот.

В жизни многократно измерял и моделировал в разных электромагнитных симуляторах экспоненциальные переходы. Измерения очень хорошо сходятся с моделированием.

Моделировал так же линейные переходы, но результат совсем не устроил. Поэтому такие переходы изготавливать и измерять я посчитал бессмысленным занятием, по крайней мере, для широкополосного согласования.

У линейного не такая волна, она широкая, и минимум соотв. шире； а т.к. он в любой точке аппроксимируется однородной линией

Каждый из рассматриваемых трёх переходов можно в любой точке аппроксимировать однородной линией передачи.

то и в точке наилучшего согласование должно быть глубже. поправка только на излучение в S21 на большой протяженности (которое существует и в экспоненциальном).

Т.е., насколько, я понял, потери на излучение существуют только в экспоненциальном переходе, а линейный переход ничего не излучает?

Учитывая большой эпсилон - скорее всего у вас ошибка в точке соединения с МПЛ - из-за уголка возникла реактивность, достаточно большая при e=10, испортившая согласование.

Я моделировал переход в чистом виде. Т.е. ширина МПЛ соответствует ширине перехода на обоих его концах. Неоднородностей в месте подключения нет, поэтому эпсилон не при чём.

Либо банально симулятор слишком упростил меш, увидев линейные отрезки. Такое тоже бывает, потомоу что экспонента требует большого числа нерегулярных хорд, и меш обычно получается плотненький. Для линейных же отрезков плотность сетки надо задавать вручную (если это не HFSS, который старается выравнивать плотностью энергии на тетраэдр).

Во всех ЕМ-симуляторах задавал шаг сетки вручную и уменьшал его до тех пор, пока разница между последним и предпоследним моделированием была ничтожна.

[Hale 1]

Проверил, ничего не попутал.

Оба меша покажите пожалуйста.

Каждый из рассматриваемых трёх переходов можно в любой точке аппроксимировать однородной линией передачи.

Экспоненциальный - него и ширина и импеданс меняются нелинейно. (W(x+Dx)+W(x-Dx))/2!=W(x).

 

В жизни многократно измерял и моделировал в разных электромагнитных симуляторах экспоненциальные переходы. Измерения очень хорошо сходятся с моделированием.

Это притянуто за уши. Потому что измерения на СВЧ реально очень редко сходятся с численным моделированием. Хотя-бы потому что моделирование, это всегда аппроксимация для каких-то условий в одной точке, или для заданного состояния, но не в широком диапазоне условий. Но правильно поставленное моделирование может многое сказать о характеристических частотах, либо же об амплитудах/фазах, например.

 

Т.е., насколько, я понял, потери на излучение существуют только в экспоненциальном переходе, а линейный переход ничего не излучает?

Немножко излучает любая неоднородная линия. Особенно с радиальными изгибами - поэтому часто изломы с компенсационными подрезами предпочтительнее плавных изгибов (в целом, это вопрос о компромисах). Т.к. искривление в экспоеннциальном больше, то и излучать он должен больше. Но если линия длиннее четвертьволны, то при неудачном согласовании она может превратиться в антенну.

 

Но ради справедливости, я сейчас посмотрел свежим взглядом, и мне кажется что картинка в учебнике - тоже лажа. Там что-то свое под треугольным переходом имеется в виду - минимум на полволны все-таки быть должен. Хотя характер лепестков и похожий.

 

Я сейчас зарядил тот симулятор что имею (OPENEMS - бесплатный FDTD). Модель строить долго, считает долго, но из одной модели легко изготовить равноценную модель другого перехода, чтобы сравнить.

Подождите немножко, пока досчитает.

Но я уже сейчас после грубой оценки могу сказать, что разница уровней на ВЧ у вас точно неверная, и скорее всего именно из-за разной плотности меша. К сожалению, точное общее ослабление я получить не смогу, потому что FDTD сильно зависит от качества согласованных ГУ; а при подводе не плоской вольны, а волноводов они немного отражают, те все S11-параметры будут одинаково приподняты. Я делаю скидку где-то на 10дБ, что близко к практике.

На картинках экспоненциальный и прямой плавные согласователи с 20 на 80 Ом (на подложке 0.5, ε=10, металл - медь 17μm), синтезированные по формулам из Фуско (с известной погрешностью формул синтеза)

Я посчитал меш достаточно плотным, чтобы сдвигать узлы на 1/3 относительно модели (это довольно муторно для переходов, но вы можете попробовать)

 

Как видно, разница не сильно заметна. Но по критерию максимумов горбов, экспонента очевидно лучше, как и должно быть.

А учебник, который я цитировал, можно забыть. там и вправду какая-то ерунда. Официально извиняюсь.

 

 

P.S.

В моделировании был баг - проблема не с отражением от поглощающих ГУ, т.е. она существует, но я ее уже задавил в модели. Была включена чертова нормализация портов к 50Омам.

Собтветственно, завтра закину правильный график для сравнения абсолютных значений. Но в общем, вы поняли в чем практическая разница.

[mepavel 0]

Оба меша покажите пожалуйста.

Экспоненциальный - него и ширина и импеданс меняются нелинейно. (W(x+Dx)+W(x-Dx))/2!=W(x).

Это нисколько не мешает описывать экспоненциальный переход с помощью ступенчатого, состоящего из отрезков линий передач.

Это притянуто за уши. Потому что измерения на СВЧ реально очень редко сходятся с численным моделированием. Хотя-бы потому что моделирование, это всегда аппроксимация для каких-то условий в одной точке, или для заданного состояния, но не в широком диапазоне условий. Но правильно поставленное моделирование может многое сказать о характеристических частотах, либо же об амплитудах/фазах, например.

Задачи притягивать за уши измерения к моделированию не было. Правильно поставленное моделирование - это основа в проектировании различных устройств, в т.ч. и СВЧ. Естественно, что без должной подготовки или опыта в моделировании и измерениях вероятность схождения одних с другими невелика.

Немножко излучает любая неоднородная линия. Особенно с радиальными изгибами - поэтому часто изломы с компенсационными подрезами предпочтительнее плавных изгибов (в целом, это вопрос о компромисах).

Интересно, где можно об этом почитать?

Т.к. искривление в экспоеннциальном больше, то и излучать он должен больше. Но если линия длиннее четвертьволны, то при неудачном согласовании она может превратиться в антенну.

Не могу так однозначно согласиться. Думаю потери на излучение в разных переходах примерно одной величины. А вот рассогласование в линейном переходе самое большое.

Но ради справедливости, я сейчас посмотрел свежим взглядом, и мне кажется что картинка в учебнике - тоже лажа.

Думаю, что тот учебник не слишком авторитетный.

В моделировании был баг - проблема не с отражением от поглощающих ГУ, т.е. она существует, но я ее уже задавил в модели. Была включена чертова нормализация портов к 50Омам.

Из приведенных зависимостей очевидно, что переходы работают в рассогласованном режиме (возможно даже на обоих концах).

 

[Hale 1]

Оба меша покажите пожалуйста.

Ну да, экспоненциальный в два раза плотнее (смотрите по краям).

Хотя плотность линейного вполне удовлетворительная, имхо.

 

Это нисколько не мешает описывать экспоненциальный переход с помощью ступенчатого, состоящего из отрезков линий передач.

как и любой переход. Но каждую ступеньку тогда вы будете делать в четвертьволны ；）　Или согласование заметно испортится. Все плавные переходы работают только при условии допусков в десятки раз ниже четвертьволны.

 

Задачи притягивать за уши измерения к моделированию не было.

я это оставляю на совести мешера. слишком, ненормально велико расхождение имхо. когда я вырезал переходы на прототипной машине, ничего подобного не наблюдал.

 

Интересно, где можно об этом почитать?

бдышь. вопрос на миллион. если не ошибаюсь когда диссер писал, драл метод решения для криволинейных параллельных волноводов из Вайнштейна что-ли. по крайней мере в Вайнштейне много фундаментального анализа самых разных структур. А вот теоретические выкладки для tappered структур я никогда не видел. пользовался поваренными книгами. (отсюда и мое предыдущее заблуждение насчет длины треугольника... поваренные книги иногда врут). Если я правильно представляю - основной вклад излучения на изгибах -нескомпенсированность токов в несимметричной структуре. это все выводится из волновых уравнений для полоска внешней среды через ГУ. А вот в неоднородных симметричных скорее возникнут высшие моды, которые попадут в область излучения. Но в случае крутых переходов, как экспоненциальный, возможна и небольшая асимметрия.

 

А вот рассогласование в линейном переходе самое большое.

ну, в целом заметное. Но технологически на коленках получить хорошее согласование на линейном гораздо проще. Хотя-бы потому что вы в линейном длину можете оценить по среднему из ε_eff для начала и для конца. А у экспоненциального... придется делать очень длинный высокоимпедансный хвост и несколько раз подрезать. И резкий изгиб на низкоомном входе при неидеальном исполнении может выдать паразитную емкость (особенно при большой разнице импедансов на длине первого минимума).

Да, у меня посчиталось с нормализацией по U/I низкоимпеданскного входа (Я прицеливался на 20 Ом) с улучшенным PML (экспериментальная фича, автор не рекомендовал, но...)

 

что переходы работают в рассогласованном режиме

а вот и нет. просто нормализованные S-матрицы. Можно было попробовать пересчитать, но мне лень было писать новый код. я просто еще пару часиков подождал и получил вот это:

картинка с учетом проводимости, но без учета потерь (т.к. у нас придуманный диэлектрик). длину брал по диэлектрику, но на самом деле эффективная гораздо меньше (между 6 и 8), поэтому полноволновый минимум и убежал с 3.5 ГГц на 4ГГц.

Так что при идеальном исполнении результат конечно очень приятный. но при небольших ошибках, я бы даже не заморачивался. в лабе проще нарисовать полноволновый треугольник и не нервничать, сколько раз его подрезать, что мы и делали.

[mepavel 0]

как и любой переход. Но каждую ступеньку тогда вы будете делать в четвертьволны ；）　

Нет. Обычная аппроксимация прямоугольниками фигуры перехода.

Или согласование заметно испортится. Все плавные переходы работают только при условии допусков в десятки раз ниже четвертьволны.

 

я это оставляю на совести мешера. слишком, ненормально велико расхождение имхо. когда я вырезал переходы на прототипной машине, ничего подобного не наблюдал.

Опять же, судя по Вашим сообщениям, Вам требуется совпадение моделирования с измерениями на уровне погрешности калибровки VNA на 50 Ом на частотах около 10 ГГц.

Если мыслить логически, то:

1) Работа на 10 ГГц предполагает наличие достаточно точного VNA.

2) Наличие точного VNA предполагает наличие заводского механического калибровочного набора и фазостабильных кабелей.

Следовательно точность калибровки VNA на 50-омных разъёмах будет логично выше, чем совпадение моделирования с измерениями для микрополосковых плавных переходов. Отсюда следует, что Вы слишком много хотите от изготовленного на коленке перехода.

я просто еще пару часиков подождал и получил вот это:

Теперь результат ближе к истине. :)

Так что при идеальном исполнении результат конечно очень приятный. но при небольших ошибках, я бы даже не заморачивался. в лабе проще нарисовать полноволновый треугольник и не нервничать, сколько раз его подрезать, что мы и делали.

Почему бы не заказать печатную плату на производстве? И с другой стороны. Ну допустим получился не очень точный переход, почему тогда нельзя его просто исключить из рассмотрения?

 

[Hale 1]

Нет. Обычная аппроксимация прямоугольниками фигуры перехода.

четвертьволны делают чтобы при такой аппроксимации отражение от неоднородности уходило в ноль на входе. Если вы не делаете четвертьволны, то лучше не делать никак. Но в какой-то момент при увеличении числа ступенек и уменьшении их размера конечно отражение ассимптотически переходит в характеристику плавного перехода. Но как рпавило это разрешение маски, или диаметр прототипирующей фрезы (0.1-0.2мм).

 

Вам требуется совпадение моделирования с измерениями на уровне погрешности калибровки VNA на 50 Ом на частотах около 10 ГГц.

не мне. Автору. Меня всегда вполне устраивал прямолинейный полноволновый переход. т.к. с ним напортачить шансов меньше. Когда приперало, рисовал на глаз Клопа (я уже говорил почему). А эксплненциальный в случае промаха(а они были) дает чуть ли не худшие результаты. Требует очень аккуратной стыковки, пайки. И совершенно не корректируется на коленках. Так получается, что в исследовательской работе всякие там бреговские структуры никогда не получаются на 50 Ом, Тем более, если цель - согласование на 300 Ом. При измерениях в нужной полосе все надо пересогласовывать.

 

1) Работа на 10 ГГц предполагает наличие достаточно точного VNA.

да ладно вам. мы в вузе обходились парой советских панорам, спеканом и двумя синтезаторами. и ничо... в 10 ГГц нет ничего запредельного.

Другое дело, что 4-портовые ВНА - сравнительная редкость и как правило это приборы высокой категории...но мы о закромах автора ничего не знаем.

Наличие точного VNA предполагает наличие заводского механического калибровочного набора и фазостабильных кабелей.

пшььь. ничего оно не предполагает. калибровочный набор не входит в комлпект и является расходным материалом. когда совсем нет ничего под рукой, "калиброваться" можно аттенюаторами и запаянными по разному обрезками кабелей. Это конечно жуткий треш, но для элементарной поверки в пределах 15-20 дБ годится. У нас как раз сейчас на предприятии такая ситуация.

 

Следовательно точность калибровки VNA на 50-омных разъёмах будет логично выше, чем совпадение моделирования с измерениями для микрополосковых плавных переходов. Отсюда следует, что Вы слишком много хотите от изготовленного на коленке перехода.

Нет. отсуюда следует что не надо заниматься фигней, а мерять нормально на 50-омных портах. И если сильно будет чесаться - пересчитать нормализацию в матлабе.

 

Теперь результат ближе к истине.

Я бы сказал, гораздо ближе вашего графика. не знаю, почему у вас вообще такое расхождение дикое. оба графика истины, но предыдущий был нормализован. Но я еще не симулировал с потерями и случайной погрешностью (я могу это в скрипте прописать)...

Почему бы не заказать печатную плату на производстве?

не знаю как у вас,у нас производство меньше 100 штук не производит. и ждать месяц или это будет стоить как партия в 1000 штук в штучном исполнении на прототипировочной машине стороннего владельца. (в универе-то мы за бюджетный счет рисовали). а потом окажется, что с допусками промахнулись...

[Hale 1]

Просимулировал с потерями в подложке tanD=0.001, с девиацией при обводке перехода как на графике (линия идет вперед по одному краю, потом назад по другому). Без острых надрезов (долго симулировать). И без канавки от фрезы вокруг полоска.

Металл аппроксимирован плоскостью с виртуальной толщиной 17 микрон. Это лучше работает на FDTD, чем реальный меш, который предпочтителен в FEM/MoM.

Обратите внимание на S21. Я полагаю, разница вызвана вкладом излучения (все границы коме нижней - PML). Имхо, стоит задуматься. По S11 видно что экспонента "дышит" в разных частях в зав. от погрешностей -3 пик меньше 4 пика.

[Stefan1 0]

Для 3-го порта можно использовать обычный 50-омный коаксиально полосковый переход (КПП). Необходимо сделать две модели оснастки на 6 Ом - по методу TRL и модель 50-ом КПП. Затем откалибровать VNA на 3-порта в 50-омах. Подключить к VNA все три перехода и сделать их деэмбединг. Далее все это пристыковать к исследуемой плате и измерить 3-х портовые S-параметры.

Если необходимо замерить только импеданс платы и развязку со стороны подключения транзистора, то можно 3-й порт нагрузить просто на 50 Ом через КПП.

Возвращаясь к первоначальной теме... Правильно ли я понял, что данная методика подходит только для переходов (клопфенштейн или других), трансформирующих 50 ом в импеданс, приблизительно равный импедансу транзистора? Или же надо искусственно на компе после проведения всех измерений проводить корректировку данных импедансов? При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю. Если подробнее про пересчет на компе для случая отличия данных импедансов, то я имею ввиду, что после deembeding'а моделей оснастки нужно в сечении подвыводных площадок моста Вилкинсона (порты 2 и 3 на рис в самом начале данной темы) "заменять" импеданс, получившийся при трансформации на переходе клопфенштейн из 50-ти ом в его широкое сечение (где-то Z=4-j0,5) на импеданс транзистора (Z=1-j4). Если же этого не делать и измерять на VNA мост плюс переходы, то появится неоднородность в месте между подвыводной площадкой моста и широкой частью перехода Клопфенштейн, что исказит результат измерения. По расчету параметры S21 и S31 при этом становятся равными 6-7 дБ в полосе 2,7-3,1 ГГц вместо 3,2.

Для измерения в реальном времени на VNA, как я понимаю, надо изготовить переход, трансформирующий 50 ом в импеданс транзистора (это уже будет не плавный переход, а некая цепь согласования), что представляется непростым делом. Также при этом наверняка вырастут погрешности deembedinga оснастки и всего измерения.

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна (2 и 3 порты), расположенными параллельно друг другу на небольшом расстоянии. Не знаете как учесть такие наводки?

Изменено 24 мая, 2017 пользователем Stefan1

[mepavel 0]

четвертьволны делают чтобы при такой аппроксимации отражение от неоднородности уходило в ноль на входе.

Не понимаю Вас. В начале теме Вы писали, что Вам нужна широкополосность. Реальный четвертьволновой отрезок линии передачи можно изготовить только для единственной частоты, для других частот - этот отрезок уже не является четвертьволновым. Поэтому отражения в диапазоне частот от неоднородности будут и в ноль на входе уйти не получится. ;)

Если вы не делаете четвертьволны, то лучше не делать никак. Но в какой-то момент при увеличении числа ступенек и уменьшении их размера конечно отражение ассимптотически переходит в характеристику плавного перехода. Но как рпавило это разрешение маски, или диаметр прототипирующей фрезы (0.1-0.2мм).

Естественно, что речь шла о разбиении переходов не на 2-3 отрезка, а на десятки, сотни (вплоть до бесконечности).

 

Тем более, если цель - согласование на 300 Ом. При измерениях в нужной полосе все надо пересогласовывать.

Даже интересно как выглядит микрополосковый плавный переход 50->300 Ом на 10 ГГц.

Я бы сказал, гораздо ближе вашего графика. не знаю, почему у вас вообще такое расхождение дикое. оба графика истины, но предыдущий был нормализован. Но я еще не симулировал с потерями и случайной погрешностью (я могу это в скрипте прописать)...

Думается мне, причина расхождения в том, что у нас разные переходы. Исходные данные для расчета:

подложка: толщина диэлектрика h=0,508 мм, отн. диэл. проницаемость e=10, толщина металлизации - 17 мкм, tanD=0, проводник - золото.

параметры перехода: длина l=50 мм, ширина узкой и широкой части на концах микрополоска: w1=0,469496 мм; w2=10.998 мм. Трансформация из 50 Ом в 5 Ом (w1 и w2 рассчитывались на частоте 1 ГГц). Коэффициент отражения измерялся со стороны низкоомного порта.

 

не знаю как у вас,у нас производство меньше 100 штук не производит. и ждать месяц или это будет стоить как партия в 1000 штук в штучном исполнении на прототипировочной машине стороннего владельца. (в универе-то мы за бюджетный счет рисовали). а потом окажется, что с допусками промахнулись...

Закажите плату на специализированном предприятии. Сроки могут сократиться до недели, а стоимость вполне приемлемая.

 

Возвращаясь к первоначальной теме... Правильно ли я понял, что данная методика подходит только для переходов (клопфенштейн или других), трансформирующих 50 ом в импеданс, приблизительно равный импедансу транзистора?

Нет. Для любых переходов. Для повышения точности, конечно, желательна близость импеданса оснастки к комплексно сопряженному сопротивлению транзистора. Плавные переходы хороши тем,что ни работают в широкой полосе частот и потому более универсальны.

Или же надо искусственно на компе после проведения всех измерений проводить корректировку данных импедансов?

Такой вариант не исключен.

При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю.

Возможна.

Если подробнее про пересчет на компе для случая отличия данных импедансов, то я имею ввиду, что после deembeding'а моделей оснастки нужно в сечении подвыводных площадок моста Вилкинсона (порты 2 и 3 на рис в самом начале данной темы) "заменять" импеданс, получившийся при трансформации на переходе клопфенштейн из 50-ти ом в его широкое сечение (где-то Z=4-j0,5) на импеданс транзистора (Z=1-j4). Если же этого не делать и измерять на VNA мост плюс переходы, то появится неоднородность в месте между подвыводной площадкой моста и широкой частью перехода Клопфенштейн, что исказит результат измерения. По расчету параметры S21 и S31 при этом становятся равными 6-7 дБ в полосе 2,7-3,1 ГГц вместо 3,2.

Ничего не понял. Если Вам надо сравнить результат моделирования с измерением, что просто снимаете S-параметры устройства, а файлик вставляете в проект и сравниваете. С таким подходом можно измерить любые характеристики устройства точно так же, как в исходной модели.

Для измерения в реальном времени на VNA, как я понимаю, надо изготовить переход, трансформирующий 50 ом в импеданс транзистора (это уже будет не плавный переход, а некая цепь согласования), что представляется непростым делом. Также при этом наверняка вырастут погрешности deembedinga оснастки и всего измерения.

В целом можно смело обойтись плавным переходом. Погрешности deembedinga на этих частотах невелики. Здесь важнее качество изготовления оснастки и то, как эта оснастка будет сопрягаться с измеряемым устройством.

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна (2 и 3 порты), расположенными параллельно друг другу на небольшом расстоянии. Не знаете как учесть такие наводки?

Могу порекомендовать промоделировать это влияние. Не думаю, что при толщине подложки менее 0,5 мм будет сильная связь между переходами.

[Hale 1]

Не понимаю Вас. В начале теме Вы писали, что Вам нужна широкополосность. Реальный четвертьволновой отрезок линии передачи можно изготовить только для единственной частоты, для других частот - этот отрезок уже не является четвертьволновым. Поэтому отражения в диапазоне частот от неоднородности будут и в ноль на входе уйти не получится.

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

не на 2-3 отрезка, а на десятки, сотни (вплоть до бесконечности).

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Даже интересно как выглядит микрополосковый плавный переход 50->300 Ом на 10 ГГц.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Закажите плату на специализированном предприятии. Сроки могут сократиться до недели, а стоимость вполне приемлемая.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю.

Если лень пересчитывать по уму показания ВНА в рассогласующие RLC элементы, то можно просто потыкать сверху отрезками согласующих микрополосков на зуботычке. Еще прием, если импеданс кажется великоват, можно понизить примерно вдвое бросив сверху кусок экранированной подложки (т.е. получить симметричную полосковую линию)

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна

Клоп предполагает наилучшее согласование на наименьшей дистанции (когда экспонента предлагает только дистанцию)... чем короче линия, тем меньше связь. плавные заходы, меньше неоднородности, значит меньше излучение. меньше наводки. что вам не нравится, все равно лучшего широкополосного решения нет.

[Stefan1 0]

В целом можно смело обойтись плавным переходом. Погрешности deembedinga на этих частотах невелики. Здесь важнее качество изготовления оснастки и то, как эта оснастка будет сопрягаться с измеряемым устройством.

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом):

Для сравнения ниже привожу схему моста Вилкинсона и параметры S12 и S13, полученные из нее:

Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как?

Клоп предполагает наилучшее согласование на наименьшей дистанции (когда экспонента предлагает только дистанцию)... чем короче линия, тем меньше связь. плавные заходы, меньше неоднородности, значит меньше излучение. меньше наводки. что вам не нравится, все равно лучшего широкополосного решения нет.

Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.

Изменено 25 мая, 2017 пользователем Stefan1

[Hale 1]

я думаю потому что переход у вас на вещественный импеданс. а на выходе из-за резкого перехода со стока(или что у вас там воткнуто на 5,6) возникает емкость, значительная при сравнительно низком импедансе.

на заводах, чтобы такой эффект уменьшить - делают очень тонкие подложки. Тогда низкоомные выходы сужаются до ширины площадки. А высокоомные линии можно загонять в копланар без существенных потерь (при достаточной точности литографии).

Боюсь, не изощрившись, без узкополосного согласования на сосредоточенных элементах не выкрутиться.

ну, на VNA вы увидите реактивность.

 

Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке.

ну так просимулируйте. если никакой связи не увидите, значит можно не нервничать.

 

Думается мне, причина расхождения в том, что у нас разные переходы.

импедансы разные. видимо это особенность работы около 5 Ом

[Stefan1 0]

на выходе из-за резкого перехода со стока(или что у вас там воткнуто на 5,6) возникает емкость, значительная при сравнительно низком импедансе.

Не подскажите: на резком переходе с 50-ти ом на подвыводную площадку возникает последовательная или параллельная емкость? Какая эквивалентная схема получается с резким переходом по сравнению с более плавным?

 

ну так просимулируйте. если никакой связи не увидите, значит можно не нервничать.

Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

Изменено 26 мая, 2017 пользователем Stefan1

[mepavel 0]

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

А если полоса в несколько октав, как в рассматриваемом случае? Где середина? Сами же говорили о широкополосности университетских физиков, которая не сравнится узким пониманием широкополосности радиоинженеров:

У всех переходников есть недостаток - узкополосность.

да, поправочка. То, что у радистов считается широкополосным (сто МГц), у университетских физиков считается узкополосным... широкополосность начинается от гигагерц (в процентах не считают, т.к. на ферритах, например, частотная зависимость обратная). Отличие практических схем от принципиальной модели... короче, чтобы экспоненциальный переход был широкополосным, экспонента должна быть бесконечной. А на практике неплохо работают переходники Клопфенштейна, даже нарисованные на глаз, обведенные квадратичной, или суммой двух обратных экспоненциальных функций.

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Я думаю, что нет особых проблем провести аналитический расчет экспоненциального перехода при количестве ступенек, стремящихся к бесконечности. Характеристика Баттерворта никакого отношения к рассматриваемым переходам не имеет.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Опять смотря для чего лучше. Если коэффициент перекрытия по частоте, скажем, меньше октавы, то лучше четвертьволновые ступеньки. В остальных случаях выгоднее использовать плавные переходы, так как они получаются значительно короче и, следовательно, имеют меньшие потери.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

Не знаю что там у Вас за требования. А вообще у нас есть предприятия, которые на фольгированных диэлектриках типа Rogers, Arlon, ФАФ-4Д, ФЛАН могут изготовить ПП в течении 1-2-х недель с учетом доставки по приемлемой цене.

 

 

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом):

Очевидно, что где-то большая ошибка в деэмбединге. Такого большого усиления в пассивной структуре не может быть, даже если не учитывать паразитную связь между двумя близкорасположенными переходами.

Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как?

После всех калибровок и деэмбединга VNA может напрямую сохранить поведенческую модель черного ящика в виде S-параметров. Эту модель можно подставить в проект того же MWO и рассчитать дополнительные интересующие характеристики. Кроме того, VNA напрямую может показать импеданс согласующей цепи и без подстановки в MWO, при условии что развязка между плечами сумматора имеется.

 

Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.

Все эти скалярные количественные измерения конечно хороши, но толку от них мало. Дешевле и быстрее промоделировать это паразитное влияние и принять соответствующие меры - экраны, симметричные полосковые линии и даже изготовление другой платы с СЦ, в которой площадки подключения транзистора разнесены на большее расстояние.

Кроме того, в VNA опционально при калибровке есть режим "Isolation". Возможно это тоже может компенсировать паразитную связь.

 

импедансы разные. видимо это особенность работы около 5 Ом

Никакой там особенности нет. Просто надо было моделировать одну и ту же исходную задачу, а потом уж говорить о несоответствия в расчетах. У нас даже коэффициенты трансформации сопротивления разные 4 (у Вас) и 10 (у меня). Естественно, что меньше коэф. трансформации сопротивлений, тем меньше заметна разница между всеми тремя переходами.

 

Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

С точки зрения постановки задачи результат имеет очень отдаленное качественное значение. Во-первых, у вас моделировалась связь между двумя состыкованными парами плавных переходов (логично, что эта связь будет больше), а во-вторых переходы были нагружены на активное сопротивление.

Лучше смоделировать два близкорасположенных перехода, нагруженных на импеданс 1-j*4, и измерить коэф. передачи.