Перейти к содержанию
    

Стабильность источника с ООС по напряжению

Здрасьте. Собрал источник по прямоходовой топологии (двухтранзисторный) с управлением по напряжению с максимальной нагрузкой в 300 Вт. Нагрузил пока до 130 Вт - рассчитываю, что он уже в режиме неразрывных токов (дроссель на 60 мкГн при Dmax = 0.49, f = 50 кГц). Обратную связь считал, изначально на плате был ПИД-регулятор (регулятор третьего типа). Осциллограммы ниже - с П-регулятором, ведь эта топология устойчива и без коррекции, так?

Есть вопросы:

1) Источник шипит, это я так понимаю генерация в цепи ОС. Что считается генерацией?

Это? (CH1 - напряжение на транзисторе, CH3 - на ноге ОС (на транзисторе оптопары), CH4 - выходное)

post-86385-1467364884_thumb.jpg

Или это?

post-86385-1467364898_thumb.jpg

2) Выходное напряжение отличается от 27 В, как правильно его выставлять? Изменением коэффициента усиления TL431 или переменным резистором в нижнем плече делителя напряжения?

3) Пока не получилось добиться стабильной работы с регулятором третьего типа. Осциллограммы выше сняты

со следующими номиналами элементов (сейчас просто П-регулятор, увеличивающий частоту среза до 3 кГц):

R1 = 24,5 Ом, Rlower = 1,9 кОм (а рассчитывал на 2,5), Rled = 3,9 кОм, Rpullup = 4,7 кОм,

R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены, R3, C3, C2 - отпаяны.

post-86385-1467364924_thumb.png

4) Я правильно понимаю, что ноль с полюсом, дающие необходимый запас по фазе (регулятор второго типа, lead compensator) дают R3 и C3?

А С1 дает инвертированный ноль, обеспечивающий ослабление низкочастотных колебаний? Если так, то C1 пока не особенно и нужен.

Изменено пользователем Dima92

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

1. на нижней картинке у Вас похоже субгармоническая генерация. Случается в current mode CCM конвертерах при D>0.5. Slope compensation есть? Скорее всего в ней дело (точнее в ее отсутствии).

2. резистором в нижнем плече. можно и в верхнем, тогда незначительно изменится настройка компенсации. Если у вас 24,5к и 2,5к - то должно быть 27В, если нет - значит 431 не в режиме. Rbias присутствует?

3.

R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены

вот причина несоответствия выходного напряжения. Вы задушили усиление 431 причем даже по постоянке. С1 должен быть конденсатором а не перемычкой...

4. Неправильно понимаете.

 

И еще немаловажный момент: у Вас верхний вывод RLED подключен к стабилизированному питанию (как на приведенной Вами схеме) или напрямую к Vout? Это важно - передаточные функции 431 кардинально отличаются в этих двух случаях.

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

1. на нижней картинке у Вас похоже субгармоническая генерация. Случается в current mode CCM конвертерах при D>0.5. Slope compensation есть? Скорее всего в ней дело (точнее в ее отсутствии).

Да! Но ведь это прямоходовик, и его раскрытие, как правило, ограничено D=0,5 (у ТС 0,49). Часто забывают ещё об одной причине возникновения субгармоник, это когда пульсации выходного напряжения на входе ШИМ-компаратора соизмеримы с амплитудой пилы на втором его входе. Причём соизмеримость может быть на уровне 0,1 и меньше. И здесь тоже поможет Slope compensation (в случае использования current mode) и , конечно увеличение выходного LC фильтра.

R1 = 24,5 Ом, Rlower = 1,9 кОм (а рассчитывал на 2,5), Rled = 3,9 кОм, Rpullup = 4,7 кОм,

R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены, R3, C3, C2 - отпаяны.

И C1 тоже в этом может помочь.

И ещё! Зачем такие низкоомные цепи по входу схемы сравнения? Они могут сильно нагружать TL431, даже "загонять" её в ограничение тока.

Пардон. Вопрос снимаю, не заметил R2=51к, но ведь его величина может потребоваться и меньше.

Изменено пользователем MikeSchir

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Спасибо за ответы, господа. Вопрос правда от 1 июля 2016. Повторю еще раз, преобразователь - с управлением по напряжению (дьюти-сайкл мод), компенсация наклона пилы здесь не при чем. В конце концов источник работает стабильно (после подбора элементов), на наброс нагрузки правда реагирует не очень. Покажу картинки (переходный процесс не заснят):

Это размах напряжения на нагрузке ватт в 250:

post-86385-1490388216_thumb.png

А тут видно, что колебания сетевого напряжения неплохо пролезают на выход:

post-86385-1490388327_thumb.png

Вопросы: С1 дает наклон в -20 дБ/дек, начинающийся на частоте 1/2piRC, так? Усиление по постоянке определяется соотношением R2/R1, как у ОУ в инвертирующем включении, так?

Низкоомных цепей там нет, я опечатался, 24,5 кОм.

 

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Плохой отклик у вас по всей видимости из-за малой частоты fc - Вы ее пробовали измерить?

Пульсации "пролезают" из-за малого усиления на низких частотах, по всей видимости, C1 Вы так и не поставили?

Если схема соответствует, наклон -20 дБ/дек в ней не начинается, а заканчивается на частоте 1/(2*pi*R1*C1), на более высоких частотах |G|=R2/R1. Усиление по постоянке большое (для AC анализа не очень важно сколько именно, главное - много) - можете считать 60дБ, 90дБ или стремящимся к бесконечности. Определяется параметрами TL431 и значением RLED.

ЕСли же у Вас по прежнему C1 = перемычка, то ОС частотнонезависимая и усиление во всем интересующем диапазоне (от DC до сотен килогерц) будет R2/R1. Отсюда и отсутствие стабилизации и высокие пульсации сетевой частоты на выходе.

 

Схема на 431 - это действительно инвертирующий усилитель на ОУ. Его передаточная функция в общем случае:

G = -Zfb/Z1,

где Zfb - импеданс цепи обратной связи - в приведенной Вам схеме Zfb = R2 + 1/(s*C1); Z1 - входной импеданс. Z1 = R1 (если R3, C3 не установлены). s = 2*pi*f *i

то есть для Вашей схемы без R3 и С3 будет:

G = -(R2/R1 + 1/(s*R1*C1))

Усиление считается как abs(G), фаза - как angle(G).

Возьмите какой-нибудь математический пакет (наверное и онлайн есть) и посчитайте. Если хорошо разбираетесь в комплексном счислении - можно и "врукопашную" в Excel.. Многие вопросы отпадут.

Изменено пользователем stas00n

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Вот вам бесплатный онлайн аналог матлаба: http://octave-online.net/

Набросал пример скрипта для Вашей схемы, при желании разберетесь что к чему. С1, для примера, 68 нФ...

post-61198-1490429434_thumb.png

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Вот вам бесплатный онлайн аналог матлаба: http://octave-online.net/

Набросал пример скрипта для Вашей схемы, при желании разберетесь что к чему. С1, для примера, 68 нФ...

И получится то же что и у ТС, т.к. частота цепочки R2 C1 46 Гц и опять на 100 Гц имеем малое усиление. Надо уменьшать R2*C1 но не делать эту частоту выше чем собственная частота LC фильтра, хотя... ведь есть ещё R3C3.

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

И получится то же что и у ТС, т.к. частота цепочки R2 C1 46 Гц и опять на 100 Гц имеем малое усиление. Надо уменьшать R2*C1 но не делать эту частоту выше чем собственная частота LC фильтра, хотя... ведь есть ещё R3C3.

Естественно надо меньше. "для примера" - это я применительно к скрипту указал, а не к приложению автора. 68н - просто цифра с потолка, чтобы видно было графики. По одной из методик эту цепь настраивают примерно на 1/3 fc. Я делал даже меньше, - чтобы запас по фазе еще увеличить. Усиление по НЧ в другом месте поднимал - в усилителе ошибки контроллера. Вообще неизвестно какая fc получилась у ТС, но судя по осциллограммам - очень низкая. Схема тоже держится в секрете.

 

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Эх, уже забывать начал. Но вспомнил, что С1 дает инвертированный ноль и приятную задержку по фазе на 90 градусов. Собственно я не спрашивал, но у меня был на эту тему вопрос. Резонансная частота LC фильтра получилась порядка 450 Гц, соответственно, чтобы получить приличный запас по фазе на частоте среза инвертированный ноль пришлось ставить в районе 100 Гц, оттуда и колебания на выходе. Как принято поступать в таких случаях? Схема из первого поста в конце концов была собрана, полосу пропускания считал на 2 кГц, но не мерял.

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

полосу пропускания считал на 2 кГц, но не мерял.

А я когда-то проводил снятие АЧХ живьем с блока питания. Выход через сильно-большой фильтр подавал на схему сравнения, так чтобы только застабилизировать источник по постоянке. А потом на вход схемы сравнения добавлял частоту от звукового генератора. Ну и смотрел, как эта частота проходит на выход блока

 

Вообще есть 3 "золотые" точки на АЧХ

1. Подавление частоты квантования силовым фильтром. Тут наклон соотв. фильтру, обычно -40 или -60 дб/дек

2. Усиление в статике. Тут наклон обычно -20 или -0 дб/дек, Но зато тут известна амплитуда, она вычисляется из условия подавления влияний...

3. Пересечение 0 дб. Тут наклон обычно -20 или -40 дб/дек, но при -40 может быть колебательность..

 

Как построите 3 точки и приложите к ним наклонные прямые, где под -20, а где и под -60 дб/дек то сразу увидите, сколько есть запаса по амплитуде и какое усиление будет на 100 Гц...

 

Поделиться сообщением


Ссылка на сообщение
Поделиться на другие сайты

Присоединяйтесь к обсуждению

Вы можете написать сейчас и зарегистрироваться позже. Если у вас есть аккаунт, авторизуйтесь, чтобы опубликовать от имени своего аккаунта.

Гость
Ответить в этой теме...

×   Вставлено с форматированием.   Вставить как обычный текст

  Разрешено использовать не более 75 эмодзи.

×   Ваша ссылка была автоматически встроена.   Отображать как обычную ссылку

×   Ваш предыдущий контент был восстановлен.   Очистить редактор

×   Вы не можете вставлять изображения напрямую. Загружайте или вставляйте изображения по ссылке.

×
×
  • Создать...