Jump to content

    

Проблема с ПСС в синтезаторе сантиметрового диапазона

Master_MW, а Вы так и не попробовали поставить ADF4108 вместо HMC439?

 

Поставили задачу такую же как в вашем проекте, шумы на 1 кГц - не менее 101 дБс/Гц, скорость перестройки не более 100мкс, диапазон 7892,5-8110 МГц.

 

Share this post


Link to post
Share on other sites

Надеюсь никто не будет против, если попрошу небольшого ликбеза по схеме предложенной ув. rloc http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=61223.

 

Если я правильно понял, прелесть этой структуры заключается в том что сравнение происходит на частотах 75-125 МГц, в то время как коэффициент деления в петле ФАПЧ всего 8 (18 Дб ухудшение ФШ). А как ФАПЧ захватывается?

 

Н-р ДДС выдает частоту 100 МГц,с выхода смесителя получаем 1000-100=900 МГц и делим на 9=100 МГц, это один вход ЧФД. При этом, если коэф. умножение в петле 8 на выходе ГУН имеем Fvco=Fdds*N1*(1+1/N2) или Fvco=900*8*(1+1/9)=900*8(1.(1))=900*8.(8)=8000 МГц, а вот куда делась та самая дробность или это и есть реализация дробных синтезаторов, только с оффсетом?

 

Возможно ли отдаленно промоделировать в ADsimPLL если привести эту схему к однопетлевой. Если, например, шумы с ДДС взять из даташита AD9912 (100 Гц - -123; 1к - -133; 100к - -143; 1М - -150) и уменьшить на 20log9 = 19 дБ, это один вход ФАПЧа, а на второй вход подавать частоту 800 МГц с ГУНа, частоты генерации которого исправлены в модели того же HMC509LP5.

 

//(то есть деленные на Fvco/(N1(1+1/N2)). (8000-->900 МГц по формуле).) тут не стыковка у меня получается.

 

Вроде результаты получаются схожие... жду жесткой критики=)

post-66363-1444385672_thumb.png

post-66363-1444385830_thumb.png

PLL_8000_800MHz_rloc.rar

Edited by virustek

Share this post


Link to post
Share on other sites
Master_MW, а Вы так и не попробовали поставить ADF4108 вместо HMC439?

 

Поставили задачу такую же как в вашем проекте, шумы на 1 кГц - не менее 101 дБс/Гц, скорость перестройки не более 100 мкс, диапазон 7892,5-8110 МГц.

 

Эти микросхемы в общем случае для различных задач. И устройства ЧФД 439 и 4108 имеют различия. Так, 439 не имеет устройства зарядовой накачки , в отличие от 4108. Если вкладываетесь в ТЗ с использованием 4108- замечательно. Но следует учитывать минимальный коэффициент деления (N=BP+A). Он не может быть равен единице. Таким образом непосредственно на 4108 вы 439 не замените. Далее. Максимальные частоты работы ЧФД 104 МГц и 1300 МГц у 4108 и 439 соответственно.

 

Надеюсь никто не будет против, если попрошу небольшого ликбеза по схеме предложенной ув. rloc http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=61223.

 

Если я правильно понял, прелесть этой структуры заключается в том что сравнение происходит на частотах 75-125 МГц, в то время как коэффициент деления в петле ФАПЧ всего 8 (18 Дб ухудшение ФШ). А как ФАПЧ захватывается?

Прелесть этой схемы в ином. Она расписана в патенте у Александра. Если расписать все гармоники от смесителя и вычислить их интермодуляции относительно выходной частоты (включая зеркальные отражения от нулевой частоты) - то можно увидеть, что все они совпадают с основной частотой. То есть, смеситель не обогащает сигнал спурами на ближних отсройках при любых возможных значениях входной выходной частот. К DDS это не относится. Имеется виду часть схемы, куда подается входная частота 875-925 МГц. Это уже объяснял Rloc.

 

Для надежного захвата можно поставить разрыв цепи между ФНЧ и ГУН поставил сумматор с источником опорного напряжения . Таким образом, можно было бы осуществлять грубую настройку ГУН сумматором и источником опорного напряжения , а ФАПЧ уже осуществляла бы точный захват частоты. В книге Манассевича про это подробно рассказано.

 

 

Н-р ДДС выдает частоту 100 МГц,с выхода смесителя получаем 1000-100=900 МГц и делим на 9=100 МГц, это один вход ЧФД. При этом, если коэф. умножение в петле 8 на выходе ГУН имеем Fvco=Fdds*N1*(1+1/N2) или Fvco=900*8*(1+1/9)=900*8(1.(1))=900*8.(8)=8000 МГц, а вот куда делась та самая дробность или это и есть реализация дробных синтезаторов, только с оффсетом?

 

Формула для выходной частоты достаточно однозначна. Подставляйте требуемые коэффициенты деления и частоты и результат будет точным. Необходимо лишь учитывать какое именно преобразование частоты на смесителе. Для других частот может оказаться, что частота ГУН, деленная на 8 меньше, чем опорная частота, и тогда в формуле измениться знак с плюса на минус.

 

Возможно ли отдаленно промоделировать в ADsimPLL если привести эту схему к однопетлевой. Если, например, шумы с ДДС взять из даташита AD9912 (100 Гц - -123; 1к - -133; 100к - -143; 1М - -150) и уменьшить на 20log9 = 19 дБ, это один вход ФАПЧа, а на второй вход подавать частоту 800 МГц с ГУНа, частоты генерации которого исправлены в модели того же HMC509LP5.

 

Вроде результаты получаются схожие... жду жесткой критики=)

 

Лучше разбирайтесь с теорией работы подобных систем. Если планируете заниматься синтезаторами в дальнейшем - теоретически нужно быть хорошо подкованным, ИМХО. Имея на руках функциональную схему, передаточные функции каждого звена, и владея навыками из радиоавтоматики , можно с полным пониманием вопроса промоделировать многоконтурную следящую систему, рассчитать ее исходя из заданных параметров (запасов устойчивости, полосы петли ФАПЧ и т.д.) Готовые программы - это хорошо, ими можно и нужно пользоваться, но следует полностью понимать принципы работы того, что Вы моделируете.

Рекомендую для начала:

 

Книгу Манассевича по синтезаторам (на просторах Сети, думаю, найдете самостоятельно)

Frequency Synthesizers: From Concept to Product by Alexander Chenakin.

http://www.geocities.ws/fudinggepll/PLLProj.pdf

 

Share this post


Link to post
Share on other sites
Прелесть этой схемы в ином. Она расписана в патенте у Александра. Если расписать все гармоники от смесителя и вычислить их интермодуляции относительно выходной частоты (включая зеркальные отражения от нулевой частоты) - то можно увидеть, что все они совпадают с основной частотой.

Напомните пожалуйста, это относится к коэффициентам 9 и 8 или к любым натуральным N и N+1? И работае ли это с прескалерами типа 8/9, 16/17, 32/33, 64/65? В каких микросхемах синтезаторов можно принудительно установить коэффициент пересчета прескалера как на N так и на N+1 манипуляцией с регистрами?

Share this post


Link to post
Share on other sites
Напомните пожалуйста, это относится к коэффициентам 9 и 8 или к любым натуральным N и N+1?

 

В 2011-ом я экспериментировал с этой схемой с различными коэффициентами деления. Сначала стоял ГУН HMC508, позже - собрал на HMC587 от 5 до 10 ГГц. В обоих случаях перед ГУН стоял сумматор и источник опорного напряжения, для грубой настройки ГУН. Баловался с различными коэффициентами деления

(делители в случае с 587-ым ГУН стояли: центеллакс на цепь ГУН и HMC983 на деление опоры) - не обязательно N и N+1. были варианты N и N+2 и N и N+3. Всего уже не помню, 4 года прошло. Опорная частота на ЧФД была не выше 150 МГц (ограничение 983-го делителя). Экспериментально прощупывался весь диапазон от 5 до 10 ГГц - побочных палок не было. В экспериментах опорный сигнал подавался с Agilent E8257. Проблемы с обогащением возникали только при дробном коэффициенте деления 983-го делителя (Integer Boundary spur). В целочисленном же режиме проблем с чистотой спектра не было.

 

И работает ли это с прескалерами типа 8/9, 16/17, 32/33, 64/65?

 

Я не проверял это экспериментально. Схему гонял только с целочисленными делителями плюс HMC983. Но я бы такие делители (8/9, 16/17, 32/33, 64/65) в эту схему не ставил.

 

В каких микросхемах синтезаторов можно принудительно установить коэффициент пересчета прескалера как на N так и на N+1 манипуляцией с регистрами?

 

К сожалению, я не могу дать ответ на данный вопрос. Видимо, слабовато все-таки знаю элементную базу..... Возможно, сможет ответить кто-либо из более опытных форумчан.....

Share this post


Link to post
Share on other sites
Но я бы такие делители (8/9, 16/17, 32/33, 64/65) в эту схему не ставил.

У меня сложилось впечатление, что в многоконтурных схемах такие делители только вредны, потому и не актуальны. Но могу и ошибаться...

Share this post


Link to post
Share on other sites
У меня сложилось впечатление, что в многоконтурных схемах такие делители только вредны, потому и не актуальны. Но могу и ошибаться...

Идея состояла в том чтобы использовать готовые прескалеры в микросхемах синтезаторов и вывести сразу прсле перскалера сигнал наружу через тестовые выходы. Но во многих микросхемах слишком низкие коэффициенты пересчета запрещены, а в других не получится предустановить прескалер в N+1 cостояние. Остаются только старые древние дискретные прескалеры, где вход модуля был отдельным выводом.

 

Share this post


Link to post
Share on other sites

Сегодня мне скорректировали ТЗ, теперь диапазон 8506,25 - 8620 МГц, сетка 1,25 МГц, шумы на 2 кГц не менее 101 дБс/Гц, скорость переключения не менее 100 мкс.

 

Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

post-66363-1444850808_thumb.jpg

Edited by virustek

Share this post


Link to post
Share on other sites

Фильтры ПАВ использовать нельзя?

ДДС я бы не стал пользовать. Вместо него пойдет и MAX2871 с делением частоты на 32 в нужный диапазон и ручной предустановкой ГУН. И почему-бы не взять опору с выходом КМОП и сходу братьпятую гармонику ПАВом?

Share this post


Link to post
Share on other sites
Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Можно и проще, только чтобы наверняка это утверждать, мне не известен весь профиль шумов.

 

Например, делаем одноконтурную целочисленную ФАПЧ 8-10 ГГц (4-5 ГГц) с шагом перестройки 20 МГц (10 МГц), затем делим на 16 (8) и подмешиваем к 8 ГГц.

Фильтруем узкополосным волноводным фильтром.

 

Но если хочется разработать перспективную схему, то лучше остановиться на выбранной архитектуре. Только DDS точно не нужен.

Share this post


Link to post
Share on other sites
Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Ваша схема к структуре, предложенной в свое время Алексеем (rloc), отношения не имеет.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Есть еще, над чем поработать в схеме. Где-то так должно получиться с 4002. Хотя можно продавить пониже.

image.jpg

 

Share this post


Link to post
Share on other sites

Да, и вариант умножить отфильтрованный DDS тоже имеет право на жысть благодаря узкому диапазону перестройки. Особенно, если DDS=FPGA+DAC. Я бы рискнул...

Share this post


Link to post
Share on other sites

Выше уже писали что ошибка- брать DDS за опору ФАПЧа. Во всяком случае без особой необходимости, а необходимости нет.

Почему вы с таким упорством продолжаете это делать?

Share this post


Link to post
Share on other sites

Извиняюсь, что долго не отвечал, разбираюсь с математикой подсчета шумов таких систем (как то туго идет),

 

Dr.Drew, спасибо за наглядную картинку. По поводу пав фильтров и КМОП опоры: ПАВ фильтры - без проблем, опора утверждена синусоидальная, идет из внешнего модуля (синхронизирован с GPS)

 

VCO, интересный вариант, только с волноводными фильтрами на практике совсем не знаком.

 

Sergey Beltchicov, не соглашусь с Вами. В Сообщении #29 rloc предложил именно подобную структуру синтезатора с разницей в опорной частоте 900 МГц у него и 1000 МГц у меня, это же вроде не самая главная вещь, ну и то что вместо ЧФД я пристроил готовую микросхему ФАПЧ...

 

__Sergey_, а что вы называете особой необходимостью? Высокое разрешение по частоте?

Edited by virustek

Share this post


Link to post
Share on other sites

Create an account or sign in to comment

You need to be a member in order to leave a comment

Create an account

Sign up for a new account in our community. It's easy!

Register a new account

Sign in

Already have an account? Sign in here.

Sign In Now