Jump to content

    

mepavel

Свой
  • Content Count

    202
  • Joined

  • Last visited

Community Reputation

0 Обычный

About mepavel

  • Rank
    Местный
  • Birthday 05/02/1988

Контакты

  • Сайт
    Array
  • ICQ
    Array

Информация

  • Город
    Array

Recent Profile Visitors

2451 profile views
  1. Если производитель не выжал максимум (оптимум) из транзистора при проведении Load Pull будучи ограниченным в настройке тюнера нагрузки (Load Tuner), то такой Load Pull признаётся не состоявшимся. В этом случае подбирается более подходящая оснастка, позволяющая расширить возможности тюнера. С тюнером источника (Source Tuner) такое тоже может быть, но это уже не состоявшийся Source Pull, который никак не влияет на режим работы транзистора. Например, если источника мощности хватает с достаточным запасом, то тюнер источника вообще не используют. Опираться на импеданс выхода по малосигнальным S-параметрам для мощных транзисторов, работающих в нелинейном режиме, категорически неправильно! Я же Вам сразу написал, что это Ваша главная ошибка. Так делают только для линейных устройств. Если бы так можно было, то смысла в проведении дорогостоящего Load Pull не было бы. А вот входной импеданс можете определить и он будет удовлетворительно совпадать с импедансом на большом сигнале. Здесь смысл есть, т.к. тюнер источника на больших КСВ ограничен. И ещё, надо понимать, что входной импеданс нелинеен, т.е. зависит от уровня мощности и активная составляющая может легко меняться в 2-3 раза (особенно резкие изменения происходят в режиме насыщения). Так что подключаете к S-параметрам оптимальный импеданс нагрузки и измеряете входной. У меня на 3 ГГц Zin=4.77-j*1.65 для ПП9138Б при токе стока 750 мА, напряжении сток-исток 28 В. При этом импеданс нагрузки взят из Load Pull данных и равен ZL=5.9 - j*1.6.
  2. Это Вы говорите про случай, когда имеется только тюнер нагрузки. Обычным делом и необходимостью является наличие тюнера источника. В этом случае тюнер источника выполняет (может выполнить) согласование с сопряжением ко входному импедансу. Другое дело, что возможности согласования тюнеров не безграничны, поэтому не всегда удаётся получить идеальное согласование. Особенно когда большие КСВ или активная часть входного импеданса отрицательная. Для этого используется Source и Load Pull с векторными приёмниками, который позволяет "видеть" входной импеданс. Для LDMOS транзисторов значения входного импеданса на малом и большом сигнале неплохо совпадают. У GaN HEMT, работающего в стабильном режиме, аналогичная ситуация вплоть до компрессии коэффициента усиления в 1-2 дБ. Так что использование малосигнальных S-параметров для уточнения входного импеданса в большинстве случаев целесообразно. В идеале лучше использовать данные Source и Load Pull с векторными приёмниками.
  3. Нагрузка с источником согласованы, когда их импедансы комплексно сопряжены. Рядом с диаграммой Смитта нарисована схема, в которой нагрузке ZL в явном виде задан импеданс источника транзистора из Load Pull данных на транзистор. А это противоречит законам физики, т.к. в общем случае при согласовании импедансы нагрузки и источника комплексно сопряжены, а в Вашем случае получилось, что эти импедансы равны. Поэтому либо поясняющая схема нарисована некорректно, либо ошибочные данные введены в эту программу.
  4. Так программа же работает явно по другому и даже поясняющая схема согласования приведена. Там где нарисовано сопротивление ZL должно быть введено значение входного импеданса 3.22+j*2.84. В точке TP4 измеряется импеданс со стороны 50-омного тракта. При идеальном согласовании должно быть 50 Ом, что мы и видим. У Вас же всё наоборот: нагрузкой согласующей цепи является ей же приводимый импеданс. Попробуйте поэкспериментировать с нагрузкой по проще, например 25 - j*25. Сравните результаты моделирования с расчётами этой программы. При длинах микрополоска, заметно превышающих его ширину, и при отсутствии резких переходов по ширине результат аналитического расчёта должен близко совпадать с ЕМ-моделированием.
  5. На приведённой диаграмме Смитта, вероятно, ошибочно согласование выполняется на нагрузку 3.22-j*2.84, а не 3.22+j*2.84.
  6. Посмотрел, единственным дельным советом было предложение почитать литературу на эту тему. Хотя это больше не совет, а издевка. Ещё раз повторюсь, что Вы понимаете под критерием схождения характеристик (без субъективизма и философии)? Объективно измеренные и смоделированные характеристики никогда не могут сходиться. Расхождение всегда будет из-за неточной модели, приближённого решения, погрешности измерительного оборудования и измерительной оснастки и т.д. На курсе метрологии для студентов начинают с темы "Истинное, действительное и измеренное значение физической величины". Я Вам уже приводил пример. Один случай, когда Вы смоделировали и измерили 50-омный микрополосок. А другое дело, когда аналогичные действия провели не с примитивной моделью, а с многозвенной согласующей цепью, которая даже при моделировании "играет параметрами" при небольшом изменении плотности сетки и точности солвера. Вы же пытаетесь мне доказать, что измерив S-параметры макета усилителя, состоящего далеко не из примитивов (согласующие цепи, цепи смещения, SMD), можно судить о неточности модели транзистора. Это всё равно что линейкой поверять микрометр. Чтобы понять, насколько точная модель усилителя, достаточно было измерить его S-параметры на ХХ и КЗ (вместо транзистора). В идеале впрямую измерить S-параметры входной и входной цепи. Ранее написал, что референсная плоскость на расстоянии 0,04 (typ) 0,08 (max) мм от тела корпуса транзистора. Все технологические зазоры на усмотрение потребителя и к модели S-параметров не имеют отношения. Я такого не говорил) S-параметры измерены максимально точно и для данного типа транзистора использовалась прецизионная 50-омная оснастка MT-964C (ф. Maury Microwave), калиброванная по методу TRL. Практическая ценность малосигнальных S-параметров очень велика. Об этом я написал в первом своём посте в этой теме. P.S. У меня такое ощущение, что Вы внимательно не смотрели на единственную в этой теме картинку с неполными S-параметрами в начале темы. Там много интересного можно увидеть, чтобы быстро найти виновника.
  7. У меня нет CST, но думаю, что топикстартер смоделировал всё верно, правда совсем не то, что нужно. В папке "Pout vs Pin" написано 3.00000 GHz ZSource (Ohms) = 4.08 - j 3.82 ZLoad (Ohms) = 11.01 - j 0.20 Аналогично для частот 1, 2 и 4 ГГц. С помощью интерполяции можно получить значения оптимальных импедансов в диапазоне частот 1 - 4 ГГц. Благо в каждом симуляторе есть интерполяция в различных вариациях. Таким образом, с помощью этой информации можно было спроектировать входную и выходную согласующую цепь. Жалко, что никто в этой теме этого не подсказал. Для чего нужны малосигнальные S-параметры я написал в предыдущем посте. P.S. Вместо этого тут сличали S-параметры одного экземпляра транзистора с целым макетом усилителя мощности, изготовленным методом handmade. А потом как обычно делаются выводы, что либо S-параметры транзистора сняты неверно, либо плохие модели чип-конденсаторов, либо разъёмы неправильно припаяны, да и вообще роджерс - китайская подделка. Между тем, при неправильном выходном согласовании рискуем получить вообще отрицательную активную часть входного импеданса Re|Zin|<0 => |Гin|>1. В этом случае получим резонансный пик(и), который будет меняться даже при малейшем поднесении руки к макету на расстоянии. Так что говорить о погрешностях в моделировании или измерении я бы не стал. Для начала надо устранить основные недочёты. Такие нюансы надо учитывать при работе с высокими импедансами. В данном случае импедансы низкие, поэтому этим влиянием можно пренебречь. При низких импедансах преобладающую роль играет зазор между платой и корпусом транзистора. Получается, что вносится паразитная последовательная индуктивность (в общем случае отрезок передающей линии с повышенным волновым сопротивлением). С использованием данной информации о транзисторе были разработаны несколько усилителей мощности. Никаких проблем не возникало. Всё успешно работало без дополнительной подстройки. Вы слишком идеализируете "любой импеданс". Допустим 50 Ом и в симуляторе, и в реальности воспроизвести не так сложно. А вот импеданс, скажем 1+j300 в реальности и симуляторе интересная задачка. Ещё более интересная задача, какой критерий выбрать для сравнения? Отношения длины вектора ошибки к длине заданного вектора? Где хорошая сходимость, а где нет? Тут вопросов больше, чем ответов. На практике на этих частотах хорошо воспроизводятся импедансы в пределах круга с КВСН<5 относительно 50 Ом.
  8. S-параметры измерялись в плоскости, отстоящей на 0,04 - 0,08 мм от керамической рамки транзистора, т.е. практически вплотную к корпусу с минимальным технологическим зазором. На всех подобных корпусах транзисторов все известные производители делают именно так, поэтому в даташитах уже давно перестали об этом писать, т.к. это вполне очевидно. Есть старые AppNote, где про это напоминают. В любом случае лучше спросить у производителя, чем гадать и тратить время. Измерения проводятся, когда контакты транзистора подключены в линию с 10, 12.5 и 50 Ом. Искажения в измерениях в основном возникают, когда ширина вывода транзистора сильно не соответствует ширине микрополоска оснастки. В данном случае измерялось в 50-омной оснастке, на RO4003C-20 mil (0,508 мм). В этом случае ширина вывода транзистора и микрополоска очень близки к друг другу. Так что говорить о высокой погрешности измерений на этих частотах я бы не стал. Что касается реальной платы и огромного полигона, так надо рисовать отдельно ввод на этом полигоне с шириной порта равной ширине вывода транзистора. P.S. Основная ошибка автора темы в том, что для мощных транзисторов, работающих в нелинейном режиме, невозможно рассчитать выходную согласующую цепь по S22 малосигнальных S-параметров. Алгоритм разработки согласующих цепей таков: 1) Входная и выходная цепь рассчитывается исходя из оптимальных импедансов нагрузки и источника транзистора. Импеданс источника транзистора может быть заменён на входной импеданс, если измерительная установка позволяет его измерить. В этом случае результат расчёта входной цепи будет более точным. 2) С помощью малосигнальных S-параметров дополнительно уточняется входная согласующая цепь, проводится анализ устойчивости. После этого вносятся необходимые корректировки АЧХ усиления и диссипативные цепи для достижения требуемой равномерности АЧХ и необходимого запаса по устойчивости. Что касается типичного малосигнального |S22| GaN-усилителя на этих частотах, то значение в -3...-1 дБ вполне типично.
  9. Значит надо сузить область изменения импеданса в окрестности оптимальной точки. Выходные вольтамперные (стоковые) характеристики: Id=f(Vds), при Vgs = {0, 0.5...10} V. Интересно увидеть полную картину тока насыщения стока и крутизны.
  10. Импеданс источника у вас имеет неправильный знак мнимой части, потому неудивительно, что требуется 11 Ватт. Почему не желаете подать больше мощности на вход? Проблемы со сходимостью? Гармоники так сильно не могут влиять. Выходной мощности почти в 2 раза меньше номинальной. Попробуйте построить выходные вольтамперные характеристики транзистора.
  11. Вообще уже очень давно используется алгоритмы генерации динамической сетки разной плотности с автоматической привязкой узлов к моделируемым объектам (адаптивная сетка). Человек, как правило, только может вручную регулировать постоянный коэффициент плотности сетки, и то, если желает усомниться в автоматическом алгоритме. Вряд ли большинство инженеров будут с понятием относиться к таким настройкам как, например, функции базиса для аппроксимации уравнений Максвелла в единичном элементе и т.д. Типовой инженер будет моделировать на настройках по умолчанию и для него результат будет восприниматься как истина в последней инстанции. И чем больше времени и машинных ресурсов было затрачено на получении этого результата, тем выше его ценность, значимость и интеллектуальность человека, поставившего такую сложную задачу машине.
  12. Что будет являться критерием корректности и точности? Что из себя представляет операция "подбора меша" и кто её должен проводить: человек или машина?
  13. Вообще в AWR есть полноценный 3D EM-симулятор Analyst 3D, а также поддерживается работа с ANSYS HFSS и CST FEM. А у ADS тоже вроде как должен быть FEM симулятор. Для большинства задач вполне подходят и множество планарных EM-симуляторов. У 3D симуляторов есть существенных недостаток - для обеспечения удовлетворительной точности требуется огромное количество ресурсов. Если бы были только 3D симуляторы, то на разработку и оптимизацию типовых полосковых цепей уходили бы годы и терабайты оперативной памяти.
  14. Интересно мнение, чем не устраивает AWR, по сравнению с ADS? На моделировании каких устройств Вы в этом убедились?
  15. Да. Это импеданс согласующих цепей со стороны транзистора. Это не обязательно. С выходным импедансом транзистора, работающего в нелинейном режиме, могут быть большие расхождения при таком приближении. Другое дело, что, как видно, из скриншотов, Вы заменяете транзистор входным и выходным импедансом, полученным комплексно сопряженным преобразованием импеданса источника и нагрузки соответсвенно. Такой подход вполне приемлем, если согласующие цепи имеют небольшие потери. Не выходной импеданс, а импеданс нагрузки. Для выходной цепи абсолютно верно. Для входа надо смотреть нужны ли диссипативные цепи для повышения устойчивости, уменьшения и частотной коррекции усиления, а так же повышения широкополосности. Это именно реальный импеданс самого транзистора для конкретной рабочей точки, уровня мощности и нагрузки на фундаментальной частоте. Косяков в данном случае не заметно. Не маловато мощности?