Sergey-Ufa

Не совсем корректно поставлен вопрос. Входная синусоида от 0 до 3,3 вольт это изменяющееся действующее значение в диапазоне от 0 до 3,3 вольт или неизменный сигнал с размахом по верхушкам между уровнями 0 и +3,3 вольта? Выходное напряжение от -10 до 10 В это синусоида с такой амплитудой или уровни постоянного напряжения, в которое нужно преобразовать входную синусоиду при ее изменении от 0 до 3,3 вольт? Если 3,3 вольта это действующее значение а плюс-минус 10 вольт это амплитуда, то подойдет схема, предложенная Меджикивис, только соотношение сопротивлений резисторов должно быть не 1000:150, а 2,14:1

А в чем проблема то? Вся серия IRL с logik-level. Gate Threshold Voltage 1.0 ––– 2.0 вольт. Из дешевых с более-менее небольшим максимальным током IRLL014, IRLL2705 и еще целая пропасть подороже на большие токи.

Есть преобразователи уровня ТТЛ-КМОП К561ПУ6, аналог CD40109. Для умощнения выхода можно запараллелить 4 элемента. Если нагрузочной способности 5 мА не хватит, то можно поставить еще дополнительный КМОП-буфер ПУ4 (CD4050) или с инверсией ЛН2 (CD4049). Есть более распространенная К561ПУ7 (CD4069), но в этом случае буфер обязателен.

А насколько вообще критично использование для моделей именно отечественных компонентов? Если Вы не используете транзисторы на пределе их частотных возможностей, то вполне достаточно подобрать более-менее подходящий по параметрам импортный аналог - больших отличий не будет. Да и само использование в разработке компонентов 35-40 летней давности вызывает сомнение. Стоят импортные транзисторы, соответствующие по характеристикам тем, которые Вы хотите использовать, сущие копейки и никаких проблем с моделью.

Детально работа К155ИР17 разжевана в очень популярном в свое время справочнике "Популярные цифровые микросхемы" Автор В.Л.Шило. Издательство "Радио и связь", 1988 г. Откровенно говоря, вызывает удивление, что 155 серия еще где-то востребована, пусть даже и в учебных целях. У ИР17 по-моему нет даже аналога в 74-й серии.

Вот схема. На порте PB2 - импульсы длительностью 10 мс частотой 50Гц РВ2 = 0 - отсутствие к.з. линии, если при этом РВ1 = 0 - кнопка нажата, РВ1 = 1 - кнопка не нажата РВ2 = 1 на время не более 10 мс - отсутствие к.з. линии, если при этом РВ1 = 0 - линия не оборвана, РВ1 = 1 - линия оборвана РВ2 = 1 на время более 10 мс - к.з. линии Источник питания 12 вольт - переменка 50Гц. Ее можно взять с обмотки транса источника 5 вольт, так как схема в этой цепи гальванически развязана. Для большей надежности контроля к.з. линии последовательно со светодиодом оптрона U1 можно включить еще 1-2 диода в прямом включении. Резистор R2 ограничивает ток светодиодов оптронов U2, U3 при к.з. линии на уровне 40 мА Резисторы R1, R3 устанавливают рабочий ток светодиодов всех оптронов на уровне 5-6 мА Резисторы R4, R5 - подтягивающие. Их лучше поставить для ограничения чувствительности оптронов.

Можно просто развязать питание диодом Шоттки. При токе потребления процессора 10-50 мА падение на диоде будет в пределах 0,2-0,3 Вольта. С2 должен иметь достаточную емкость, чтобы поддержать питание проца за время переходного процесса.

Мне кажется оптимальным будет решение с драйвером верхнего ключа и полевиком N-типа. Драйвер IR2117 или подобный. Питание TL494 взять с 70 Вольт через параметрический стабилизатор. Ток там небольшой. Единственно обратить внимание на подключение входа драйвера в правильной фазе. Изменить фазу можно включая ключи TL494 по схеме с общим коллектором или ОЭ. TL494 работает очень устойчиво и без глюков.

Цепочки диодов служат по-видимому для отсечения постоянной составляющей на пьезоизлучателе, когда закрыты оба транзисторных ключа. Токи утечки транзисторов не равны друг другу, пэтому на резисторе R5 при отключенном излучателе будет небольшое постоянное напряжение. Авторы схемы видимо рассчитали, что трех последовательных диодов хватит для отсечки излучателя от этого напряжения. Резисторы R1, R4 служат для быстрого рассасывания заряда емкости затвор-исток при закрывании транзистора.

Прямое падение напряжения на светодиоде оптрона при прямом токе 10 мА 1-1,3 В. Типовое 1,15В При токе 1 мА 1,05В (смотри прямую характеристику в даташите) Минимальный коэффициент передачи (transfer ratio) для TLP621 50% Ток нагрузки открытого ключа оптрона 3,6В/4,7кОм около 0,8 мА Минимальный ток через светодиод оптрона получается 1,6 мА Для надежной работы я бы выбрал не менее 3 мА

Если вы не используете свой SPI в режиме SLAVE, то SS должен быть сконфигурирован, как выход. Если SS вход, то в режиме MASTER необходимо обеспечить ему постоянно лог.1 Если SS-вход, подтяжка на плюс не установлена, то имеем на SS плавающий потенциал со всеми вытекающими. Отсюда глюки.

Весьма вам сочувствую по поводу вашего преподавателя. Определять внутреннее сопротивление транзисторного ключа как частное от максимально допустимого напряжения на транзисторе и максимально допустимого тока через него это что-то! Если он сомневается в логических уровнях, то произведите элементарный расчет. В качестве исходных данных возьмите такие характеристики из datasheet на LM339 как напряжение насыщения Saturation Voltage и ток утечки выхода Output Leakage Current Уровень лог.1 будет равен 5-10*(0,04+0,0001)=4,599V 5-напряжение питания в вольтах, 10-сопротивление подтягивающего резистора в килоомах, 0,04-втекающий ток одного TTL-входа 155-й серии в миллиамперах, 0,0001-ток утечки выхода в миллиамперах. Для TTL-входа уровень лог.1 не менее 2,4 вольта. Уровень лог.0 будет определяться напряжением насыщения выхода компаратора, которое равно 130 милливольт (типовое значение) и 400 милливольт (максимальное значение) при втекающем токе (Sink Current) менее 4 мА. Ваш втекающий ток 5/10=0,5 мА Для TTL-входа уровень лог.0 не более 0,4 вольта. Таким образом все отлично пролазит. Если препод не силен в англицком, то принесите ему исходный текст datasheet и дословный перевод нужных пунктов. Удачи!