Stefan1

Тогда почему для длины кабеля, равной лямда/4 его ang(S21)=-90 град, а lambda=0,22? И еще не понятно почему ang(S21) со знаком минус?

Добрый день. Подскажите пожалуйста, что это за параметр "lambda", который можно вывести на график. При расчете электрической длины коаксиального кабеля данный параметр не стыкуется с фазой S21 (четверть длины волны должна соответствовать фазе S21=90 град). В описании также не получилось найти данный параметр.

Частота в моем случае - 800 МГц. В целом я все понял, буду пробовать. Спасибо за дополнительные пояснения.

Да, вы правы. Спасибо за подсказку.

В моем случае проще получается - я рисую кабель у которого центральная жила напаяна на микрополосок (так в схеме должно быть), поэтому порт ставлю к микрополоску, а затем делаю деембендинг данного микрополоска. Спасибо за советы, попробую подгонять эпсилон под 50 ом.

Добрый день. Требуется посчитать фазу радиочастотного кабеля 50-ти омного, напаянного на микрополосок. Марка кабеля: РК50-2-25. Есть ли у кого-нибудь модель в программе ЭМ-моделирования (HFSS, например) для данного кабеля? Или хотя бы конструктивные и технические параметры на него (для тех, что приведены в интернете у меня почему-то не стыкуется рассчитанный импеданс с фактическим)? Также интересует вопрос: существуют ли в природе отечественные радиочастотные кабели 25 ом?

Спасибо за помощь. Так наверное и сделаю. Недорогие двухканальные генераторы что-то не удается найти.

Это сложнее. На сколько я понимаю, должна быть высокая стабильность частоты у обоих генераторов. Также нужно найти сумматор с хорошей изоляцией между выходами с обоих генераторов.

В прайс листе не нашел у них такие генераторы. На письмо пока не отвечают... Еще есть какие-нибудь варианты?

Добрый день. Подскажите пожалуйста недорогой генератор для измерения интермодуляционных искажений транзисторов до 4 ГГц. И усилок к нему.

Понятно, спасибо за помощь, DmitryHF и Hale.

Добрый день. Подскажите пожалуйста, почему у меня в расчете получаются сильно завышенные потери в микрополосковой линии, состоящей из 2 типов металлов: золото нанесено поверх титана. Толщина золота - 1 мкм, толщина титана - 0,2 мкм. Полосок длиной 4 мм. Рабочая частота - 3 ГГц. Скин слой в золоте - 1 мкм. В титане еще больше (проводимость титана примерно в 20 раз меньше, чем у золота). Как я понимаю, программа считает, что ток, текущий по нижней части полоска течет только по титану, не заходя в золото (что не соответствует действительности). Попробовал для расчета полей внутри структуры поставить галочку "Solve inside material" в золоте и титане - и потери резко упали до ожидаемых величин. Что получается, для расчета потерь и учета скин слоя в металле надо все время ставить эту галочку в свойствах материала? В противном случае скин слой равен 0? Кто-нибудь может объяснить в чем тут дело?

Здесь была несостыковка по частотам в схемах расчета моста и переходов для деембединга. Ниже привожу исправленные данные. В целом я все понял, теперь напишу уже после экспериментального опробования.

Не подскажите: на резком переходе с 50-ти ом на подвыводную площадку возникает последовательная или параллельная емкость? Какая эквивалентная схема получается с резким переходом по сравнению с более плавным? Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом): Для сравнения ниже привожу схему моста Вилкинсона и параметры S12 и S13, полученные из нее: Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как? Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.

Возвращаясь к первоначальной теме... Правильно ли я понял, что данная методика подходит только для переходов (клопфенштейн или других), трансформирующих 50 ом в импеданс, приблизительно равный импедансу транзистора? Или же надо искусственно на компе после проведения всех измерений проводить корректировку данных импедансов? При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю. Если подробнее про пересчет на компе для случая отличия данных импедансов, то я имею ввиду, что после deembeding'а моделей оснастки нужно в сечении подвыводных площадок моста Вилкинсона (порты 2 и 3 на рис в самом начале данной темы) "заменять" импеданс, получившийся при трансформации на переходе клопфенштейн из 50-ти ом в его широкое сечение (где-то Z=4-j0,5) на импеданс транзистора (Z=1-j4). Если же этого не делать и измерять на VNA мост плюс переходы, то появится неоднородность в месте между подвыводной площадкой моста и широкой частью перехода Клопфенштейн, что исказит результат измерения. По расчету параметры S21 и S31 при этом становятся равными 6-7 дБ в полосе 2,7-3,1 ГГц вместо 3,2. Для измерения в реальном времени на VNA, как я понимаю, надо изготовить переход, трансформирующий 50 ом в импеданс транзистора (это уже будет не плавный переход, а некая цепь согласования), что представляется непростым делом. Также при этом наверняка вырастут погрешности deembedinga оснастки и всего измерения. Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна (2 и 3 порты), расположенными параллельно друг другу на небольшом расстоянии. Не знаете как учесть такие наводки?

Буду пробовать. Спасибо всем за помощь. Особенно Вам, MePavel, уже который раз помогаете.

А что Вы подразумеваете под ""моделью оснастки по методу TRL"? Через какие меры Вы подразумеваете описание данной модели на 6 ом (1 и 2 порт) по методу TRL - через OPEN, LINE и THRU? Как тогда дальше проводить калибровку на три порта в 50-омах? Автокалибратором уже получается нельзя калиброваться в этом случае? А также подскажите пожалуйста как описать модель для 50-ти омного КПП (порт 3)?

А не подскажите как мне данную калибровку проводить (или ссылку на литературу)? Не пойму как должны выглядеть элементы, учитывающие комплексные коэффициенты передачи между всеми 3 портами. Особенно не понятно как должны выглядеть элементы для порта 3 - это должен быть мост наподобие моста Вилкинсона, трансформирующий 50 ом в импеданс, равный импедансу элемента OPEN для TRL набора - 6 Ом (поскольку импеданс транзистора в сечении вывода равен примерно 1-j4, то создать качественные переходы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора - нереально). При этом два элемента LINE надо будет вставлять между данным мостом и экспоненциальными переходами 1 и 2. Что-то типа этого: Либо можно использовать классический вариант моста Вилкинсона, трансформирующего 50 ом в два сопротивления по 50 ом, как показано ниже: Как тут быть? У меня как раз переходы Клопфенштейн. Рассчитывал сначала в скрипте для программы AWR, специально разработанного для этих переходов (правда не мной), а затем в программе ЭМ-моделирования проверял расчет. На практике - в диапазоне частот 1,5 - 5 ГГц при соединении двух таких переходов вместе (элемент THRU) погрешности (амплитуда и фаза S11, S12) были небольшие. Вы по каким критериям и с каким уровнем точности оцениваете такие переходы?

Как я понимаю, надо сделать деембединг неоднородности, вызванной разницей вывода транзистора и ширины широкой части микрополосковой линии (тестового порта)? А не подскажите как мне тогда откалиброваться для схемы, приведенной ниже? Калибровка автокалибратором с 50-ти омными портами подойдет? Или же надо проводить TRL калибровку в сечении выводов транзистора (рис ниже), а 3-й порт нагрузить на идеальные 50 ом (воткнуть в 4 порт VNA, например)?

most_Wilkins.rar Не понял почему порты исключаются из рассмотрения при TRL калибровке? Калибровка ведь происходит в сечении широкой подвыводной площадки, а не в сечении портов (если предположить, что у всех коаксиально-полосковых переходов одинаковые потери). У нас анализатор цепей - Agilent 5230. Почему не выйдет измерять мост вместе с цепями согласования, а без цепей - получается можно? Также Вы хотите сказать, что учет коаксиально-полосковых портов надо делать на бумаге (компе) после проведения калибровки? А как тогда измерять эти ABCD параметры портов или их надо рассчитывать? Элемент LINE измерять не надо, нужно только задать его параметры при TRL калибровке. Ниже прикрепил TRL калибровочный набор. В полосе 2-4 ГГц у параметров |S21| и |S11| хорошие показатели. По фазе S11 тоже все норм (измерение THRU).

Нужно цепи согласования вместе с мостом измерить, поскольку мост по всем портам имеет отличное от 50-ти ом сопротивление, а также реактивную составляющую. Попробовал в расчете отделить подвыводные площадки, получились такие параметры S21 и S31 стали по -5 дБ в центре полосы (резонанс низкодобротный) вместо -3.1, а S32 - вообще стал -10 дБ вместо -25, КСВ в сечении 50-ти ом меняется от 1,3 до 1,5 вместо 1.2. Получается вот эти характеристики и нужно сравнивать с аналогичными у измеренного моста? Оптимизирую мост вместе с цепями согласования по параметрам: а)S11 или КСВ=1, б)S21 (S31) =-3дБ и в)S32м - чем меньше, тем лучше. Зачем еще S22 и S33? Если я Вас правильно понял, методика измерения моста (вместе с цепями согласования) такая, как изображена на рис ниже?

Рассчитать в смысле? Ну с |S11| понятно, а зачем нужны |S22| и |S33|, если есть |S21| и |S31|? Задаем оптимизацию, чтобы |S21| и |S31| были равны -3 дБ и все само собой получится. Или я ошибаюсь? Имеете ввиду измерить таким образом реальный мост, а затем подставить его S-параметры в расчет? А под щупом Вы что имеете ввиду? Что-то типа экспоненциально расширяющегося полоска + линия с определенным волновым сопротивлением? С калибровкой с помощью второй соответствующей платы - попробую. Спасибо за дельные советы.

Там же не 50-ти омная линия, как это - "добраться до места в топологии"? Не то получится. Видимо в данном случае надо изготавливать переходные платы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора, калибровать их и мерить в сечении транзистора. Но здесь также от погрешностей не уйти...

КСВ получается около 20. Будет большая погрешность при измерении на VNA. Кроме того нет уверенности, что настройка мостов в ходе измерения на VNA с 50-ю омами будет адекватна с реальными импедансами.