Sergey Beltchicov

Ненадежно - это, пожалуй, миф. Дорого, да. Реализация шумового потенциала лейкосапфира в измерительной технике хотя бы на 60-70% требует достаточно серьезного прогресса в ряде сопутствующих устройств: нужен достаточно нетривиальный ЦВС (DDS) с параметрами, превосходящими обычные коммерчески доступные микросхемы, нужны эффективные технологии фильтрации, нужны специфические широкополосные усилители и управляемые аттенюаторы с малыми ФШ. Именно поэтому работы по проекту длятся дольше, чем "хотелось бы". А также потому, что ведутся исключительно на собственные средства (но это, все равно, фактор второго порядка). Это не соответствует действительности. Однако райтеоновские SLCO, с высокой долей вероятности, используются в американских военных РЛС нового поколения. Либо, по крайней мере, для проверки их задающих генераторов. Если не заморачиваться с сапфиром, то обычный подход к решению такой задачи - это построение гибридного профайла ФШ. 10 МГц (кварц) -> 100 МГц (кварц) -> 1000 МГц (ПАВ) ->10 ГГц (DRO). Однако, по моему скромному мнению, циферки в -140...-145 дБн/Гц на отстройке 10 кГц @10 ГГц даже с гибридным профайлом, хотя и не являются невозможными, будут иметь характер единичного достижения (близкого к предельному). Цифра в -145@10кГц на 10 ГГц - это, пожалуй, тот барьер, который даже с гибридным профайлом преодолеть уже не получится. Для лейкосапфира же эти циферки являются "начальными" и не представляют никакой сложности. Любопытно, кому это реально нужно Не уверен, что он вообще будет продаваться в России. Если только как импортное изделие.

В расширителях диапазона (БРДП в терминах Баринова) на входы LO и RF смесителя приходят сигналы, которые являются коррелированными (произведенными от одной опоры). При анализе ФШ сигналов, полученных от одной опоры, иногда удобнее рассуждать в номерах условных гармоник. То есть когда в БРДП мы складываем 4ГГц и 0,5ГГц (4ГГц/8), то можно сказать, что мы к первой гармонике прибавляем 8-ю и таким образом получаем девятую. Это эквивалентно умножению 8-ой гармоники на 1.125. Поэтому каскадирование БРДП представляет собой не что иное, как дробное умножение. Кстати, если бы мы брали нижнюю боковую 3,5ГГц (а не верхнюю 4,5ГГц), то на этой частоте мы бы имели шум ниже, чем у исходных 4ГГц. Но также делители имеют свой остаточный шум (порядка -153дБн/Гц), который не является коррелированным по отношению к исходной опоре. Поэтому этот остаточный шум складывается аддитивно, как 10logN. Идея "обхода 20logN", заключается в сложении декоррелированных источников. Но в БРДП бариновского типа источники не могут быть декоррелированными по определению (до шумовой полки делителей) - это разрушает идею кратности.

А вот мне не вполне понятно применение данного продукта. Он подходит, скорее всего, только для верификации нелинейности логшкалы АЦП измерителя ФШ. Может быть еще для стресс-тестов, когда в схему намеренно вводится избыточный ФШ и анализируется его влияние на выходные системные параметры (типа BER). А между тем главный вопрос для измерителя ФШ - это чувствительность по ФШ. А ее данный прибор верифицировать не в состоянии. Это, кстати, общая проблема при верификации характеристик таких приборов. Например, в русской методике поверки анализаторов типа E5052A, разработанной специалистами 32 ГНИИ, забита откровенная (с моей точки зрения) чушь. Поверителю предлагается проверить точность относительных измерений ФШ на конских уровнях фазового шума (в районе -30 дБн/Гц), а при проверке чувствительности "просто прочитать данные производителя". То есть фактически поверитель должен проверить, как прибор измеряет большой фазовый шум, а в вопросе, как он измеряет малый, ему предлагается просто поверить производителю. А насколько часто на измерителе ФШ в реальной жизни измеряется большой ФШ (типа -30дБн/Гц@10k)? Да, наверное, практически никогда. То есть ценность поверки сводится примерно к нулю. Правильным подходом было бы применение тестовых генераторов с наличием нескольких тестовых частот (100 МГц OCXO, 1 ГГц SAW+OCXO, 10 ГГц DRO+SAW+OCXO или, как вариант, соответствующие продукты регенеративного деления SLCO) с экстремально низким шумом, которые бы четко подтверждали чувствительность прибора в узловых точках. А вот между такими точками данные можно было бы экстраполировать, опираясь на структурную схему синтеза производителя. Судя по ранее приведенным Александром графикам, основные "лишние фазовые шумы набегают" от задачи воевать за каждый миллиампер и минимизировать габариты. График, из сообщения #2492 (повторю его здесь для наглядности), показывает, что на этапе построения базы сохраняется уровень -167@10к@100МГц OCXO. А далее на 10 гигах (говоря упрощенно, на третьей гармонике базы) Александр получает добавку в 12дБ. То есть в итоговом оффсете набегает всего лишь 2 дБ выше 20logN, что является прекрасным результатом. А вот в петле базы при использовании ADFки теряется больше. Уверен, что подставку 3200 бинарным способом Александр может сделать и с уровнем -145...150@10k (-175...180@OCXO). Но малопотребляющие и чертовски удобные ADFки, которые, судя по всему, используются в базе, не смогут потянуть этот уровень ФШ. Поэтому чтобы отбить OCXO с уровнем -175...180 придется переходить на другие PLL-чипсеты, что, кстати, позволит пошагово выкатывать luxyn+, ++ и тд. С моей точки зрения, это - отвлеченно-схоластические размышления, направленные на оправдание целесообразности использования sampling phase детекторов в офсетных косвенных схемах. IP3 смесителя при преобразовании низкого ФШ прямого значения не имеет. IP3 важен, скорее, в вопросе спуров при некратном смешении. Для ФШ же важна сквозная динамика смесителя: то есть точка децибельной компрессии (да, она связана с IP3, но именно она, а не IP3, первичный параметр для ФШ) и потери в преобразовании. Например, смеситель который имеет P1 по входу=+15дБм и потери в преобразовании в 7дБ поддерживает ФШ на уровне -174 -(+8)=-182 дБн/Гц. Важно помнить, что при преобразовании на гармониках эффективность преобразования падает (растут потери в преобразовании). Обычно преобразование на 10 гармонике - это плюс ~40дБ к потерям преобразования на первой гармонике. То есть цифра в -182 на 1-ой гармонике уменьшается до -142 на 10-й. И преобразование ФШ будет "без потерь" только в том случае, если Вы работаете с умножением OCXO, при котором рост 20logN будет выше уровня -142 (для конкретного примера). Кроме того, мощность LO в 30-36 дБм для низких фазовых шумов это обычно плохой выбор, потому что усилитель, способный усилить сигнал до этого уровня, будет иметь динамику меньше, чем сквозной коэффициент передачи смесителя. Причем это я рассмотрел ситуацию только с точки зрения сквозной динамики смесителя. А в действительности еще будет иметь место кумулятивный эффект насасывания шумов на ПЧ от всех комбинаций NxLO+NxRF, которые попадут в полосу ПЧ. То есть у гармониковых семплеров на высоких номерах гармоник потери преобразования возрастут (верхняя динамическая граница опустится), а шумовой пол дополнительно вырастет (нижняя динамическая граница поднимется), что приведет к значительному ухудшению динамики по сравнению с фундаментальным миксером. P.S. Из моего субъективного опыта могу сказать, что преобразования с большой кратностью всегда означают бОльшие потери в ФШ. То есть x100 это всегда хуже, чем x10 и х10.

Я имел в виду улучшение шумов относительно Вашей базовой схемы (обычного квика). Честно говоря, я совсем забыл, что лайт был даунгрейдом квика. Почему-то у меня отложилось, что их синтезаторные параметры были одинаковые, кроме габаритов и функционала. А это действительно не так (сравнил сейчас даташиты). В любом случае - отличный продукт. Поздравляю. Я не говорил, что это прорыв, а отметил это как любопытную тенденцию, связанную, по всей видимости, с оптимизацией процессов тестирования с применением новой аппаратуры. Этот тезис верен только в ряде частных случаев: масштабирование вниз при помощи деления, реализация умножения в петле и тд. Однако есть ситуации (например, dithering), где решения, снижающие спуры, будут увеличивать шумы.

В преддверии IMS2017 появилось пара новинок на рынке синтезаторов: Роде Шварц выкатил свой вариант high-end'а на ЖИГе (с умножением через ПАВ) SMA100B. ФШ на уровне NoiseXT LNS-18, но преподносится как откровение. Экземпляр мне показался любопытным тем, что у него пронормирован изрядный уровень ПСС (-100 спецификация до 1.5ГГц (-110 тип.), а не набившие оскомину -70). Видимо, новые аналайзеры типа FSW серьезно позволили сократить время на тестирование. Также заявлены низкие гармоники (-70) при большой мощности (+18дБм). Это хоть к синтезаторной части и не относится, но для генератора аспект немаловажный. Также Александр склепал в микролямбде улучшенную версию квиксин лайта под названием (?) Луксин (LUXYN). Шумы, судя по всему, придавил на 3-4 дБ и скорость улучшил до 50мксек. Как я понял, картинки 10 гиг и 3-хгигового ядра, выложенные пару недель назад здесь на форуме (сообщения #2492 и #2540), были оттуда.

Спасибо за консультацию. А что такое assignee? Это "держатель" (правообладатель патента) или что-то другое? Просто в Ваших двух предыдущих патентах изобретателем значитесь Вы, а "assignee" - Phasematrix...

Можно вопрос? Ваш новый патент отличается от двух предыдущих тем, что вместо нижней петли на CRO эксплицитно вводится прямосинтезная апконверсия DDS с последующим делением и возможностью каскадирования таких ячеек. При анализе патентоспособности изобретения в США (на характер новизны) вообще анализируются патенты других стран или же смотрят только американские патенты? В России при патентовании вроде как должны рассматриваться, в том числе, существующие патенты из США и других стран. Почему спрашиваю: в патенте Баринова принцип апконверсии ЦСПС с последующим делением конкретно прописаны в патентной формуле (патент 2012 года)... Меня интересует, не кто раньше придумал, а сугубо формальная сторона дела.

Спредер -сленговый термин (от англ. to spread). Обозначает функциональный узел, позволяющий расширить изначальный диапазон перестройки некоторого частотного ядра. У Баринова в описании его патента употребляется аббревиатура БРДП (блок расширения диапазона перестройки). В простейшем случае функцию спредера выполняет цифровой делитель, на выходе которого есть частоты f/2, 3f/2, 5f/2.

На 500 МГц надо примерно стремиться к вот такому графику (нарисовал черным). Без оффсетов шкалы :laughing: Это будет похоже на что-то более-менее приемлемое.

Я для себя (подобно Вам) составил свод некоторых закономерностей для кратного синтеза. На этом фоне постараюсь прокомментировать перспективы сверхмалошумящего генератора в рамках "кратной парадигмы". 1) Для начала есть две рабочие концепции: вариант типа квиксиновской (хотя квик это PLL оффсет, но в другую сторону развернуть тоже можно) и вариант бариновский. Различие (для себя) я усматриваю в том, что в квиксиновском варианте гармонике "присваивается" жесткий номер. То есть мы сначала "раздали" гармоникам синтеза номера, а потом стали выполнять с ними разные арифметические манипуляции. У Баринова каскадируются спредеры и "номера" гармоник есть только в рамках одного спредера. То есть нет фиксированного первого номера (он "плавающий"). Вариант Баринова жестко завязан на цифровой спредер, где надо щелкать коэффициент деления в широких пределах. Стало быть, он нам не подходит. Остается только "квиксиновский". 2) Первыми шагами для построения а-ля квиксиновской схемы являются следующие: определение примерной центральной частоты ядра, его гармонического номера, будущей рабочей октавы (96-192 или 64-128 или любой другой), определение минимального количества арифметических операций (нужных гармоник и кол-ва смесительных каскадов), метод защелкивания гармоник (через одну, через две - связан с предыдущим шагом), определение относительной перестройки, необходимой для защелкивания по выбранному методу. Здесь мы обнаруживаем пару простых закономерностей: а) защелкиваться через одну гармонику не очень удобно: слишком много арифметических операций и соответствующих им компонентных узлов б) защелкивание через две (или больше) требует более широкой полосы; в) чем ниже база, тем меньше относительная перестройка для первого и последнего некратного смешения. То есть если нам хватает 100 МГц при базе на 2,5 ГГц, то на 10 гиг нужна будет база 400 МГц. Что это означает применительно к 10-гиговому сапфиру? В идеале базу хорошо было бы делать сразу на 10 гигах. Но нам же нужно отстроиться от палки LO хотя бы на 200-250 МГц (чтобы расфильтроваться). И обеспечить диапазон относительной перестройки 400МГц (или больше, начав с 200-250). То есть DDS у нас будет перестраиваться больше октавы. Значит одним фильтром тут не обойдешься. Так что позволять себе нетехнологичную роскошь в виде фильтров на объемных резонаторах нам придется на самом деле не раз. Можно запользовать более высокие частоты DDS (чтобы перестраивать меньше октавы)? Тут тоже есть вопросы: ФШ у DDS близко к гигу становится не очень (см. картинку). Предположим, что базу можно сделать в районе F/2. Но регенеративный делитель не поддерживает входную полосу даже в 1%. Полпроцента - вот реалистичная цифра. И то на краях в температуре может срываться или начинать резко шуметь. Устойчиво же работает +/-10 МГц от F0 (10 гиг). Это и разваливает всю концепцию. f+/- F/2 +/- F4 +/-F/8 говорите? Ок. (10010-9990)/2 ->(5005-4995)/2->(2502,5-2497,5)->1251,25-1248,75... Что делать с этими кусочками в 20, 10, 5, 2,5 МГц ? Сколько их нужно, чтобы получить "нужную полосу без пробелов"? :rolleyes: Параллелить несколько регенеративных делителей? Честно говоря, не представляю, как это превратить в рабочую схему. Поэтому пока ждем прогресса в цифровых спредерах, а реально работаем над альтернативными (некратными) методами. Надо. В том смысле, что надо критически относиться к своим разработкам прошлых лет, учиться на допущенных там ошибках и предотвращать их в новых проектах. Это и дает развитие. Я говорил о том, что включение резонатора на отражение должно увеличивать эффективную добротность. Ок. Даже если взять цифру 3800, давайте посмотрим, что мы получим. L(f)=10log(Lamp(1+(fo/2QFm)^2)). Берем график, отстройку 10кГц. Пусть будет цифра -110дБ/Гц. 10log[(fo/2QFm)^2] - это добавка в 42 дБ к шуму усилителя (f0=9900 МГц, Q=3800, Fm=10кГц). Значит усилитель шумит -152дБ/Гц@10кГц. То есть повторяю еще раз: это довольно хреновый по ФШ усилитель, как и любой PHEMT.

HELA10D. Не знаю насчет -178, но -174 потянет.См. тут (видна ее фликкерная граница) http://www.elvira.ru/ru/news/2017/2017apr24.html Что Вас отличает Александр, это умение грамотно, коротко и на понятном языке изложить важные мысли. Это я без лести, констатация факта. С Вашего позволения, немного Вам пооппонирую. Не с целью что-то опровергнуть, а для развития темы. Давно вертится в голове несколько мыслей по этому поводу. Недавно подвозил Алексея rloc'а до метро,отрабатывал на нем тезисы будущей "статьи" (правда, пока руки не доходят). Согласен с этим тезисом. Схемы кратного синтеза - более красивые (более интеллектуальные) и, с точки зрения спуров, они совершенно точно лучше, чем схемы некратного синтеза. Однако, когда мы начинаем говорить о низких фазовых шумах, то схемы некратного синтеза оказываются более многообещающими. Поясню. Ключевой элемент схемы кратного синтеза - это спредер. На сегодняшнем уровне технологии его шумы лежат на уровне -153дБ/Гц@10кГц@~1-2ГГц. А на частотах 8-12ГГц все еще хуже: -145дБ/Гц@10кГц. А если спредеров несколько (как у Баринова), то их шумы аддитивно складываются. То есть шумы сапфира, например, имеющийся в нашем распоряжении сегодня спредер не поддерживает. А вот регенеративный делитель - вполне. Но регенеративный делитель - это, в отличие от цифрового, не спредер: слишком узкий. Таким образом, я делаю такой вывод: если в основе Вашей системы лежит кварц/ПАВ и приоритет отдается минимальным ПСС, то использовать некратный синтез - неразумно. Это граница проходит на уровне ФШ примерно -145 дБ/Гц@10к@10ГГц. Если же все-таки нужны шумы ниже, то некратный синтез пока имеет преимущество перед кратным. При этом хардверные усилия для достижения приемлемых ПСС в некратном синтезе более высокие, чем в кратном. Какие ПСС реальны в некратном синтезе? Моя оценка: 90дБ. Больше - вряд ли. В кратном, думаю, и 100дБ - не предел. Оговорюсь, что я рассматриваю прямой синтез (предельный по шумам). На текущем уровне технологии. В косвенном синтезе использовать сапфир смысла нет, как и некратный метод. Некратный косвенный синтез это своего рода "признак дурного тона". Сюда я отношу и Кисайтовскую трехпетлевую схему и гетеродин своего анализатора спектра. В общем случае и для массового производства все верно. А в случае state of the art возможны исключения и нюансы. То есть можно работать с соотношением >=7 при наличии подходящих фильтров. Далее: не факт, что максимально линейный смеситель - это панацея. Здесь как и с усилителем надо пробовать. Мое наблюдение: желательно использовать максимально неширокополосный смеситель. То есть если Ваше преобразование требует 5ГГц, то возьмите смеситель на 4.5ГГц, а не на 10 ГГц. Обратите внимание, что количество страниц в данной теме приближается к символической цифре 174.

Судя по описанию, это отражательный осциллятор. В работах Царапкина утверждается, что эквивалентная нагруженная добротность для отражательного осциллятора оценивается как 2bQ/(1-b^2), где Q нагруженная добротность резонатора на проход. Если взять критическую связь (типа b=0.9), то выходит, что добротность у алюминиевой банки, включенной на отражение, получится в 9.47 раза выше, чем у той же банки, включенной на проход. То есть добротность у резонатора у указанного генератора может быть под 36000. Это значит, что F0/2Q, с которой начнется рост ФШ по закону 1/F^3, будет в районе 130-140кГц (что просматривается на графике ФШ). А вот граница 1/f (характеризующая ФШ усилителя) лежит в районе единиц МГц, что типично для полевиков. То есть это хреновый по ФШ усилитель, как и любой PHEMT, но оригинально включенный с неплохим резонатором.

То что предлагается, я называю "агрессивным" частотным планированием. Если рассматривать вариант 3000 +(200-600), то, начиная с частоты 3400, в полосе будет смесительный спур вида LO+2IF с уровнем -40...-50 дБ в зависимости от используемого миксера. То есть вся вторая половина нужной верхней боковой полосы (3400-3600) будет заштрихована спурами. Хорошая новость в том, что это будет спур, "убегающий" из полосы. Чтобы нормально отфильтроваться от смесительных комбинаций при таком частотном плане, нужно навскидку хотя бы 3 полосовых фильтра: 3200-3300, 3300-3450, 3450-3600. У первого прямоугольность должна быть примерно 2 (по уровням -60/-1). Это пока в предположении, что DDS "идеальный". На самом же деле у DDS при полосе 200-600 МГц будет довольно много битых частот. Если клок 3000, то битыми будут 600+/-0.1, 500+/-0.1, 428,5714+/-0.1, 375+/-0.1, 333,3333+/-0.1, 300+/-0.1, 272,727+/-0.1, 250+/-0.1 и тд. (все Fclk/N +/-0.1МГц, которые попадут в полосу). Приложил картинку, где показано Fclk(3200)/6+dF (0.2МГц). Поэтому при использовании DDS крайне желательно выбирать те участки, которые попадают между Fclk/N и Fclk/N+1 или использовать переменное тактирование (чтобы "перешагнуть" битую частоту на другом клоке) или апконверсию-деление. Во всех случаях это приведет к существенному усложнению схемы, которое вряд ли Вас обрадует. Кроме того, у интегрального AD9914 при такой относительной перестройке будут продукты NxFout+MxFclk/K. Которые будут пересекать сигнал и сверху, и снизу (идти навстречу и догонять). С уровнями под -70дБ. Насколько их уместно будет игнорировать - знак вопроса. Поэтому, уважаемый RN3QVG_1, используйте ФАПЧ и не дурите себе голову. А если очень хочется запользовать прямой синтез, посмотрите, как это делают грамотные люди (например, Баринов в своем патенте). В действительности, самый малый уровень шумов имеют усилители GaAs и InGaP HBT. При прочих равных всегда лучше, чем Sige HBT. Si обычно проблематично запользовать из-за плохих параметров (малый gain и мощность). Поэтому реальные рабочие варианты - это GaAs и InGaP. Главное, чтобы был биполярный усилок, а не полевик. Вторичные признаки правильного усилителя для ФШ - это КШ в районе 5-6дБ и хорошая P1 (от +15 и выше) Да бросьте Вы Режьте все как есть, без экивоков

Именно эти Ваши слайды я щелкал, когда писал свое последнее сообщение. Повторю, я согласен с Вами, что технически нет непреодолимых препятствий для того, чтобы ГУН и ЖИГ синтезатор с составной (гибридной) опорой и одинаково качественным синтезом свести к полке GFkT/2P. Однако я не вполне согласен с тем, как Вы расставляете акценты. Хотя слияние шумов ЖИГ и ГУН синтезаторов технически возможно, маловероятно, что синтезаторное развитие пойдет по этому руслу. Поясню свою мысль при помощи Вашего же слайда. Можно условно сказать о фазах а, b, c и d. Фаза a соответствует появлению Вашего FSW-0020. Вы сравнялись по шуму с ЖИГ-бенчтопами типа MG369xC, SMF100A, E8257D/UNX и "проиграли" им заштрихованную зону. Слово "проиграли" специально ставлю в кавычки, потому как, ясное дело, у Вас не было задачи у них выиграть (хотели бы выиграть, взяли бы ЖИГ и утерли бы им нос, чего уж там). Сейчас мы примерно в точке перехода из а в b. Есть уже пара экземпляров на ЖИГах типа E8257D/UNY, генератора LNS-18 от NoiseXT, которые достигли полки в -130 в петле на 10 гигах. Не исключаю, что появится и ГУН-синтезатор с такой полкой, который уменьшит заштрихованную площадь. Но вот переход в фазу c и, тем более, в d на ГУНе я считаю крайне маловероятными. Вы, кстати, в своем прогнозе тоже именно в этой точке предрекаете переход в прямой синтез. Так вот тогда получается, что разница между лучшими сделанными ЖИГ-синтезаторами и ГУН-синтезаторами все равно останется, несмотря на совершенствование технологий. На пике развития косвенных синтезаторов кусок заштрихованной области в сравнении шумов ЖИГ vs ГУН все равно сохранится. Виртуально его убрать можно, но практически до этого руки у инженеров не дойдут, потому как на это станет нецелесообразно тратить значительные усилия и ресурсы :laughing: Все серьезные люди на этапе "c" уйдут в прямой синтез и только иногда (за стаканчиком виски) будут "вспоминать минувшие дни, как в битвах ЖИГ-ГУНов рубились они"

Мне кажется, Вы слишком узко интепретируете «учение» Александра. Александр же не догматик: по его публикациям видно, что его синтезаторная концепция постоянно эволюционирует. Позволю себе немного порассуждать. Базовый тезис, многократно озвученный Александром в его статьях 10 летней давности, первоначально сводился к тому, что в генераторе на ГУН можно получить шумы, сопоставимые с ЖИГ-шумами, при на порядок лучшей скорости. С этим всерьез никто не спорит. Если в ГУН-синтезаторе задействовать офсетную схему, поработать над качеством СВЧ ядра и системой его распределения (синтезаторной частью), то можно получить шумы как у (или лучше чем у) ЖИГ-генератора (осциллятора). При этом в абстрактных примерах для журналов по большей части сравнивается офсетный генератор на ГУН (с проработанной и технически продвинутой синтезаторной частью) с примитивным генератором на ЖИГ, где шум реализуется не за счет техники синтеза, а за счет шума осциллятора (управляемого генератора), где петля узкая и уже на отстройке 20кГц оказываются шумы free-running ЖИГа. Это сравнение, в большей степени маркетинговое: берем «синтезаторно-примитивный» генератор на ЖИГе за 10к USD, берем «синтезаторно-продвинутый» квиксин за 8к USD. Где лучше цена-качество-потребление? Ясное дело, не у примитивного ЖИГ-синтезатора. Применяя спортивную аналогию, можно привести примерно такое сравнение: а может ли продвинутый боец-легковес с 10-летним опытом выступлений в ММА победить простого крепкого мужика, который никакой борьбой специально не занимался? Ответ: конечно, может. А если крепкий мужик тоже из ММА? Если проводить сравнение ЖИГ vs ГУН сугубо с технической точки зрения, получится, что при "синтезаторной" части одного уровня (офсетная схема против офсетной схемы, а не офсетная схема против осциллятора) в диапазоне отстроек 100 кГц...50 МГц офсетный ЖИГ-синтезатор будет децибел на 15-20 лучше своего ГУН-counterpart. Ну и хуже по скорости примерно в 10-20 раз. При одном и том же уровне синтезаторных усилий. Дальше что? Получается, надо признать, что при прочих равных выигрыш по скорости у ГУН-синтезатора происходит за счет проигрыша по шумам. Да, только в узком диапазоне отстроек. Но за счет проигрыша. Тут есть два варианта. Первый маркетинговый: сказать, что, мол, кому нужны именно эти отстройки. Никому. И черт с ними. Тут, правда, выясняется, что в традиционной измериловке от них отмахнуться не так уж просто. Тогда вариант два (инженерный): добиться, чтобы никакого проигрыша не было. Для этого надо повысить уровень синтезаторных усилий (усложнить синтез). Поэтому далее Александр в своих статьях, презентациях и книге развивает концепцию гибридной опоры. То есть, если, мол, взять составное ядро OCXO+CRO/SAW+DRO, получить оптимальный профиль СПМ ФШ, расширить петлю у ГУН, то мы придем к тем же шумам, что и у ЖИГа (полке GkTF/2P активного элемента) при большей скорости. С этим тоже совершенно согласен. Концептуально так оно и есть. Только вот на практике получается следующее. Если мы делаем составную опору OCXO+SAW/CRO+DRO, по факту это значит, что мы лезем в сегмент high-end, иначе говоря, боремся за рекорды. А где рекорды, там всегда нюансы. Для начала оказывается, что задействовать гибридную опору куда проще в ЖИГе: ширина петли получается примерно как у квика. То есть если мы возьмемся проектировать реальный продукт, то на ЖИГе мы к полке GkTF/2P придем быстрее. Ладно, ЖИГ медленный - а нам ведь нужна скорость. Получается, что у ГУНа надо реализовывать петли шириной больше 10 МГц или работать с банкой (ну банком ГУНов то есть). Также нужно решать муторную проблему предустановки частоты, которой у ЖИГа нет. Если мы идем на рекорды, нам уже мешает ЧФД, приходится давить шум фазового детектора умножителями в петле и другими шаманскими методами. Я не хочу, сказать, что это нерешаемые проблемы. Но этих проблем довольно много, а их решение требует времени. И тогда встает вопрос целеполагания: ЗАЧЕМ ? Вопрос целеполагания вообще очень важен, потому что ответ на него определяет, где мы оказываемся через энное количество израсходованного времени. А время - это ресурс невосполнимый. И именно в этой точке, происходит, по моему мнению, разделение на косвенный и прямой синтез. Зачем париться с ГУНом, когда это время можно потратить на решение вопросов прямого синтеза? Именно в нем возможно сочетать и предельные скорость, и шумы. Да возникнет проблема спуров, потому что ФАПЧ это отличный преселектор в виде одной микросхемы, а у прямого синтезатора преселектор должен быть реализован в виде кучи микросхем и горы СВЧ железа (немного утрирую, но куда без этого). Поэтому надо работать над технологиями фильтрации, скоростными ключами, частотным планом (делать кратный синтез или не кратный), DDSом и тд. и тп. Но эта работа в стратегическом синтезаторном плане, как мне кажется, значимее работы над ГУН-проблемами. Метафорически я бы сказал, что у «автобуса с назначением high-end» после ЖИГа следующая остановка - прямой синтез. И здесь нет никакого противоречия с «идеологией Александра». Просто на вопрос: «а что после ЖИГа?», мне кажется надо отвечать вопросом: «а Вам куда, батенька, собственно надо? в high-end или в middle-end?» Ну и надо смотреть, а есть ли деньги на проезд. Сорри за длинный текст. Вышло типа блоггерского сообщения. :laughing: Указанный режим предполагает, что разность частот между каналами сохраняется (например, расстройка в 555,555 МГц), до тех пор пока вы не выходите за диапазон частот прибора. Также сохраняется соотношение мощностей с учетом погрешности на установку уровня (например, канал 1 +27 дБм, канал 2 -10 дБм). При этом каналы могут быть завязаны на одну внешнюю опору, быть некогерентными, или один может быть опорой для второго. Это происходит в синтезированном режиме при скорости около 1 мсек. Никакого выхода ЧФД наружу при этом нет.

Рамп-режим - без ФАПЧ, просто быстро тащим ЦАПом. При больших RBW анализатора (до 300кГц) этот режим работает нормально. Думаю, что БЕЛСИНТ 200 в Вашей задаче не подойдет, раз Вам 1 мсек долго. Какой у Вас диапазон перестройки?

У нас спуров от вентиляции нет. Потому что вентилятор и ЖИГ внутри прибора разнесены. А вот если прицепить вентилятор прямо к кубу (цилиндру) жига, то они вполне могут появиться. Внутрь ЖИГ-генераторов мы не лезем. Этим пусть микролямбда или микран с вестмагом занимаются. Время перестройки в 1 мсек для среднего, не топового измерительного генератора - это нормальная цифра. Да есть ведь еще и рамп-режим (например, для скалярных измерений), где скорость будет в районе 600-1000 МГц/мс, то есть примерно сопоставима с ГУНом в синтезе. Нужна субмикросекундная скорость - нужно переходить в прямой синтез. Повторюсь, я говорю больше про бенчтопы. Когда пишу, что конкретный модуль может вдруг оказаться кому-то интересен, то ключевое слово здесь "вдруг" (посмотрел текущую линейку синтезаторов-модулей микролямбды и подумал: "чем черт не шутит"). Но задачи лезть на модульный рынок специальной не было и пока нет. Была задача сделать компактный жиг-синтезатор-моноблок для измерительного генератора вместо FSW-0020, который при всех его широко известных достоинствах в настольном приборе смотрится хуже, чем хотелось бы.

Мы данный модуль изначально делали как замену FSW-0020 для интеграции в полноценный измерительный генератор. Я поставил задачу сделать не хуже по спурам и лучше по шумам (имеется в виду дальняя зона, зона ближних отстроек 100 Гц из-за дешевого опорника-сотки, отсутствие скачков ФШ при изменении мощности). Поэтому у нас стоит ЖИГ 10-20 (основной потребитель) и опорник несколько серьезнее, чем у квика. Вот этот http://www.elvira.ru/ru/news/2017/2017apr24.html Поэтому потребление у модуля 40Вт. Ясное дело, что его нужно использовать на теплоотводящей пластине. Кстати, без теплоотводящего шасси квики тоже периодически дохнут. По крайней мере, у нас на этапе отладки софта к генератору (когда программер тупо клал квик на стол) так сдохло две штуки. В приборе модуль у нас стоит на шасси с кондуктивным теплоотводом и обдувается приборным вентилятором. По идее, в любом встраиваемом приложении (а это основной вид применения подобных генераторов) есть несущее шасси и (или) вентилятор. 10-гиговый жиг потребляет, в грубом приближении, в два раза меньше, чем 20-гиговый. Октава 5-10 с точки зрения фильтрации субгармонических продуктов хуже масштабируется вверх, чем октава 10-20 масштабируется вниз. Хотя в определенной степени это дело вкуса, привычки и имеющихся компонентов.

Между делом мы тут сделали модуль, который будет служить ядром в этом настольном СВЧ генераторе среднего уровня. http://www.elvira.ru/ru/productions/spectr...belsint200.html Немного предыстории. Первоначально мы взяли в качестве ядра FSW-0020. Но как выяснилось в процессе доводки и продаж генераторов, использование квика в качестве ядра полноценного измерительного генератора оказалось не самой удачной идеей. Основным его преимуществом - скоростью - из-за наступивших санкций воспользоваться оказалось невозможным. А вот некоторые недостатки, типа большого фазового шума вплоть до отстроек в 100 МГц, как ни странно, оказались существенными для многих пользователей. Поэтому, вернулись к ЖИГу. :laughing: Понятно, что ЖИГ - это вчерашний день, но для среднестоимостного сегмента сойдет. 1 мсек (что соответствует квику без санкций) оказалось достижимым временем и для ЖИГ-генератора. В фазовые шумы особенно не упирались - для начала получили как на картинке, потом, может быть, немножко продавим. Модуль получился относительно компактным. Покажем на метрологии, вдруг для кого-то это изделие окажется интересным и как отдельный модуль.

А чем миксеры T3-04 (vs. HMC214) или LAVI-17VH (vs. HMC277) уж настолько хуже?

2450418 "Широкополосный синтезатор частот". Тоже обратил внимание на потенциальные разрывы фазы в ячейках БРДП.

Шерстил тут интернет. Наткнулся на схему синтезатора, которая мне показалась очень любопытной. Автор Баринов Д.А., человек в нашем синтезаторостроении (и, вероятно, не только в нашем) очень уважаемый, хотя не имею чести быть лично знакомым. Предлагаю Виталию Козлову, который пишет обзорную книженцию по синтезаторам, включить этот достойнейший экземпляр в свой трактат.

На вложенном рисунке ведь именно та схема, которую Вы предлагали? Я хочу, используя логику Александра, обратить внимание на один момент, касающийся делителя, который я обвел красным цветом. Захват произойдет в случае равенства частот: fVCO/N +dF =fVCO - fHR - fVCO/D fHR+dF = fVCO - fVCO/N - fVCO/D если N>>1, то fHR+dF ~ fVCO(1-1/D) или относительно выхода fVCO fVCO ~ fHR/(1-1/D)+dF/(1-1/D) То есть получается, что будет добавка к шуму ЧФД в виде (1-1/D). В случае D=4 это 1.33 или 2,5дБ. Пустяк, конечно, но тем не менее. А вот у Александра (когда делим подставку) при прочих равных получается: fHR/N+dF=fVCO-fHR-fHR/D fVCO+dF=fHR/N+fHR+fHR/D при N>>1 fVCO+dF~fHR(1+1/D) То есть увеличения dF нет вообще. Или я ошибаюсь? А если использовать делитель R не равный 1, то в простейшем случае с одним смесителем получится: fVCO/N+dF=(fVCO-fHR)/R fVCO*R/N+dF*R = fVCO-fHR fHR+dF*R = fVCO-fVCO*R/N при N>>1 fVCO~fHR+dF*R

Да Вы все правильно поняли. Вы меня убедили. Если R-counter будет иметь значение 1, то Ваш вариант будет эквивалентен классическому офсету. Извините за навязчивый спор. Вчера болел, поэтому целый день писал на форуме. А лучше меньше писать, а больше думать. Поскольку Вы эту схему опробовали в практической реализации, то, может, обсудим ее сильные (слабые) стороны относительно патентной схемы Александра. Обычно я это делаю для себя, чтобы потом при случае быстро "извлечь решение из арсенала". Сильные стороны: 1) Эта схема объединяет ЧФД, ГУН, набор делителей в одной микросхеме. Что, наверное, удешевит синтезатор и уменьшит его потребление при прочих равных. 2) Может иметь низкие шумы. Если FOM -230, то, наверное, можно получить и под -140 на 3 ГГц (если поднять OCXO -170 без потерь до нужной подставки). 3) Вероятно, в относительно медленных приложениях схема не требует отдельной схемы предустановки частоты. Или нет? 4) При перестраиваемой и соответствующим образом распределенной в октаве подставке можно сделать систему частотно-кратного синтеза (убрать смесительные спуры). 5) Если подставка фиксированная, то можно сделать синтезатор крупного шага заданной величины (что-то типа альтернативы ДНЗ). Этот пункт лично мне нравится, пожалуй, больше других. Потому что из одной хорошей палки (например, бинарной) можно получить несколько палок с преселекцией в виде ФАПЧ. Слабые стороны: 1) Чтобы получить полноценный малошумящий октавный синтезатор с любым шагом нужно будет городить перестраиваемую подставку и распределять ее в октаве. Чтобы гармоники защелкнулись, относительная ширина перестройки должна соответствовать разнице между двумя соседними гармониками (если работаем в системе частотно-кратного синтеза). А чтобы иметь комфортную для ГУНа (не очень низкую) частоту сравнения и комфортную (с точки зрения кол-ва смесителей) систему распределения подставки, может, их придется защелкивать через две (например, брать только нечетные). Тогда относительная перестройка увеличится в два раза. А раз мы городим подставку (синтезатор малого шага) с такой шириной перестройки, то может тогда лучше ее и делить (а не ГУН), как у Александра? 2) Ограниченный диапазон микросхемы. Октава 3-6 до 20 ГГц должна по идее умножаться (что муторнее с точки зрения фильтрации, чем деление). Октава 10-20 для масштабирования удобнее. Но это только для широкополосных задач. 3) Есть ли выигрыш по скорости? Как быстро переключаются ГУНы в такой микросхеме? Поправьте, если в чем ошибся или упустил.

ОК, вопрос снимается. В том, что входы ЧФД в принципе можно менять сомнений нет, главное, чтобы один сигнал был стабильный по фазе. Но если взять Вашу схему на MAX2871 и предположить, что через N-counter мы подаем "опору", а через REF (R counter) ПЧ от смешения ГУНа и подставки, то есть следующее сомнение. ПЧ до момента захвата будет флуктуировать по фазе (разница между фазовыми флуктациями ГУНа и сравнительно малым шумом подставки будет нести информацию сигнала ошибки). Но и на опорном входе ЧФД будет флуктурирующий сигнал, поделенный в N раз (ведь вроде как ГУН еще не захвачен). То есть два флуктуирующих сигнала на двух входах ЧФД. Затянет ли ГУН "сам себя"? Или я не прав?