Jump to content

    

Sergey Beltchicov

Участник
  • Content Count

    279
  • Joined

  • Last visited

Community Reputation

0 Обычный

About Sergey Beltchicov

  • Rank
    Местный

Recent Profile Visitors

1354 profile views
  1. Сергей, здравствуй.

    Я, Андрей Антонов. Мы с тобой несколько раз встречались у общего знакомого Валерия З.  в офисе в Барыковском переулке.

    У меня к тебе есть вопрос о усилителях СВЧ. Если не затруднит проконсультировать меня  то напиши: antitano@mail.ru

    С уважением, Андрей.

  2. AD в своей статье говорят об увеличении SNR и об эквивалентном уменьшении noise power (то есть спектральной плотности мощности шума). Сами их формулы если вы их внимательно посмотрите, это формулы SNR. SNR это не коэффициент шума. КШ это отношение двух SNRов. Мощность шума это также не есть коэффициент шума. Как связаны мощность шума и SNR с коэффициентом шума я написал. Можете, конечно, не соглашаться. что касается параллельных усилителей, то мы такие делаем на СВЧ (на 4, на 8 каналов). например: www.elvira.ru/data/MICROWAVE_MODULES/MICROWAVE_AMPLIFIERS/ECLPNMPA24-0315/ECLPNMPA24-03-15_MW_LOW_PHASE_NOSIE_AMPLIFIER_3-15GHz_RUS.pdf Включение нескольких чипов параллельно действительно даёт выигрыш по фазовым шумам или в SNR (~3дБ на каждое удвоение) и обычно одновременно ухудшает малосигнальный коэффициент шума (из-за потерь устройств суммирования).
  3. Не претендуя на истину в последней инстанции, рискну изложить свои соображения. Из теории измерения коэффициента шума известно, что: F = SNRi/SNRo, где F – коэффициент шума в линейном виде, SNRi – соотношение сигнал-шум на входе в устройство, SNRo – соотношение сигнал-шум на выходе устройства. Под NF обычно подразумевают 10lgF. То есть коэффициент шума – это не SNR, а отношение SNR-ов. Выражение F = SNRi/SNRo можно переписать в следующем виде: F = (kTB*G + Na)/kTB*G или F = 1 +Na/kTB*G (1) Где kTB – спектральная плотность мощности теплового шума (-174dBm/Hz при T=290K), G – коэффициент передачи устройства, Na – дополнительная спектральная плотность мощности шума (в dBm/Hz), генерируемая устройством. Усилитель, который имеет шум 1нВ/sqrtHz, генерирует мощность шума на уровне -167dBm/Hz. Если коэффициент передачи такого устройства по мощности 10дБ (для простоты счета), то по выражению (1) можно оценить, что его коэффициент шума составит: F=1+1/2=1,5 или 1.76 дБ На интуитивном уровне очевидно, что при оценке коэффициента шума мы к единице добавляем соотношение мощности шума, генерируемой устройством, к усиленной мощности теплового шума. Даже если мощность шума устройства будет в 10 раз ниже усиленного тепла, то мы получим коэффициент шума в 1.1 или 0,41 дБ в логарифмическом виде. Поэтому КШ всегда больше 1 в разах или 0дБ. Что произойдет, если мы включим усилители параллельно? Мощность шума Na, если следовать логике из статьи Analog Devices, снизится в два раза при том же уровне сигнала (или, другими словами, мощность сигнала повысится в четыре раза, при том что мощность некогенертного шума увеличится всего в два). Однако при этом и коэффициент передачи усилителя G должен уменьшиться на величину потерь суммирующих устройств. При потерях в суммирующих устройствах в 3дБ коэффициент шума по выражению (1) вроде как не изменится. А вот если он будет больше 3дБ (что, кстати, вполне реалистичный сценарий), то коэффициент шума ухудшится. Что имеет в виду представитель Analog Devices, говоря, что SNR при параллельном включении можно улучшить? Он, вероятно, имеет в виду, что увеличится сквозная динамика усилителя – отношение мощности шума на его выходе к мощности сигнала (фактически его фазовый шум). Эту сквозную динамику в одной боковой полосе можно записать как: L (Fm) = kT*G*F (1+Fc/Fm)/2 Pin*G, где Fm – частота отстройки, Fc – фликкерная граница усилителя, Pin – мощность на входе в усилитель. Поскольку нас в данном случае не интересуют ближние отстройки, опустим слагаемое Fc/Fm и с учетом (1) перепишем выражение так: L = kT*G(1+Na/kT*G)/2 Pin*G или L = (kT*G +Na)/2 Pin *G (2) Предположим, что мы включили два усилителя параллельно, при этом общие потери на сумматорах у нас 3дБ (2 раза по мощности). Тогда Lpar = 2(kT*G/2 +2*Na)/2 Pin*4*G или Lpar = (kT*G +4Na)/2 Pin*4*G (3) Сравниваем (2) и (3) и видим, что (3) или фазовый шум при параллельном включении будет меньше. Если где напутал, поправьте...
  4. Это зависит от конкретных требований и личных предпочтений. Для универсальных или сложных задач есть, например, LTC6950, там делители от 1 до 63. А для простеньких, может быть, хватит и ADF-ки.
  5. Двумя последними слагаемыми при ширине петли 50-100кГц (пмсм) можно пренебречь. Не стоит пренебрегать шумами делителя. В упрощенном виде можно считать, что 20lgN добавятся к 10lg (Фpfd + Фdiv+Фref). На примере целочисленного HMC698 мы видим, что сумма шумов делителя и фазового детектора на отстройке 100 Гц будет в лучшем случае около -145дБн/Гц. Опора с шумом в -140дБн/Гц в этом случае в сумме даст цифру порядка -138,8дБн/Гц (к которой будет добавляться 20lgN). Если ЧФД и делитель хуже (используется дробный), петлевой шум будет выше. Поэтому в однопетлевом синтезе на сверхмалошумящую опору закладываться не слишком целесообразно. А в офсетном и прямом данная отстройка проблем не вызывает.
  6. Мы работаем либо с прямым синтезом, либо с косвенными оффсетными схемами с малошумящими ЧФД (типа HMC3716). В этих случаях деградации шума на отстройке 100 Гц я никогда не видел (в качестве примера прилагаю картинку). Если же Вы хотите запользовать косвенный синтез с делением в петле на базе интегральной микросхемы синтеза, Вам нужно смотреть шумовые параметры этой микросхемы по даташиту. А еще лучше их предварительно протестировать с опорником, который эти -140дБн/Гц@100Гц имеет. Правда, обычно если уж берут дорогой малошумящий опорник, стараются его запрячь либо в прямой синтез, либо в оффсетную структуру.
  7. Шумы ниже -140 дБн/Гц при отстройке 100 Гц зависят, в основном, от используемого резонатора и достигаются отбором лучших резонаторов из партии. Из нашего субъективного опыта: из партии в 30 резонаторов обозначенные шумы -140@100Гц могут продемонстрировать от силы 5-6. Поэтому даже для самых лучших резонаторов производители редко решаются нормировать что-то ниже, чем -137...-135. В своих спектроанализаторах мы используем резонаторы Magic Crystal, также закупили на пробу партию морионовских резонаторов, но пока не знаю, что они покажут. Обычно у кварцевых соток (даже самых малошумящих) не самая лучшая температурная и долговоременная стабильность частоты, а также они проигрывают по шумам хорошим генераторам на 10 МГц на отстройках 10 Гц и ниже. Поэтому обычно в системе желательно (или обязательно) иметь привязку к 10 МГц. Следовательно, сотку обычно фапчуют от десятки. Ширина петли будет зависеть от пересечения шумовых кривых обоих генераторов. Но обычно она находится в диапазоне отстроек от 20 Гц до 200 Гц. Даже при узкой петле может иметь место некоторая деградация шумов сотки на отстройке 100 Гц (см. приложенную картинку, где показана сотка free-run vs. сотка с ФАПЧ - наш опорник в анализаторе). Что касается подъема сотки в C или Х диапазон в прямом или оффсетном косвенном синтезе, то на отстройке 100 Гц надо сильно постараться, чтобы проиграть шумы (пмсм). То есть, если удалось получить -140дБн/Гц@100Гц@100МГц, то эти шумы при умножении растут строго по закону 20lgN и превращаются в -100 дБн/Гц@100Гц@10ГГц без каких-либо ухищрений. Вот шумы ниже -175дБн/Гц@10кГц@100МГц поднимать несколько сложнее, но тоже вполне реально.
  8. Давайте предположим (пока просто предположим, не вдаваясь в особенности реализации), что у меня есть синтезатор типа DDS, который способен в относительно узкой полосе (порядка 100 МГц) обеспечивать любой практически малый шаг (0.000001 Гц) с приемлемыми спурами (-100...-90 дБ). Имея микросхему ЧФД с целочисленными делителями на борту, я могу захватить ГУН 10-20 ГГц, используя опору со сравнительно узкой полосой перестройки. Например, 909,0909...991,7355 МГц при целочисленных коэффициентах деления, начиная с 11 и до 21. При этом по мере роста к-та деления, используемый диапазон опоры будет сужаться (спуров будет меньше). Что будет с шумами? Они вырастут на величину от 20,82 до 26,44 дБ относительно аддитивных шумов опоры, ЧФД и делителей. Если взять вполне реалистичную цифру в -145дБ/Гц (сумма всех петлевых шумов), мы получим около -124дБ/Гц на частоте 10 ГГц. Что будет со спурами? Они тоже вырастут на 26,44 дБ максимум (на 20 ГГц), но если изначальные спуры были -100дБ, то в петле мы получим вполне приемлемую цифру в -73дБ. А за петлей все будет еще лучше. Что будет со скоростью? Поскольку у нас нет необходимости в предустановке частоты (как в оффсетных схемах), скорость будет высокая - единицы микросекунд. Что будет с частотным шагом? Он увеличится максимум в 21 раз, но все равно останется меньше 0,001 Гц.
  9. Я намекаю на то, что Вы иногда склонны игнорировать контраргументы или доводы, не укладывающиеся в Вашу концепцию. Не сердитесь. Длительность импульсов для сравнения? Вероятно, десятки пикосекунд. Посмотрите на досуге, кстати, линейку высокоскоростной логики от ADI типа HMC851/HMC853. Там тоже временные характеристики достаточно серьезные. То есть теоретически можно собрать и еще более высокоскоростной ЧФД на дискретных элементах. Но зачем? Сама по себе частота сравнения в 8 ГГц, с моей точки зрения, для традиционных задач вряд ли может быть использована. Потому как повышение частоты сравнения при целочисленном делении эквивалентно расширению полосы частот опорного сигнала, что почти всегда нежелательно. Ведь обычно в косвенном целочисленном синтезе мы хотим затянуть диапазон октавного широкополосного управляемого генератора (ГУН) в существенно более узкую полосу частот опоры через деление. А вот FOM <-240 дБ/Гц (<-150дБ/Гц для частоты 1 ГГц) это, по-моему, куда более ценное улучшение характеристик ЧФД. Это не я приговорил. Вы сами так и не воплотили свою идею в жизнь. К сожалению. Надо было доводить до ума Ваш прототип на рассыпухе. Получать хороший шум и спуры - соответствующие Вашим теоретическим расчетам. Ведь именно те слабые параметры, которые Вы получили в прототипе на дискретных элементах, и стали приговором для реализации PDS в интегральном виде. Хотя они, может быть, не отражают в полной мере его потенциала. Но для потенциального инвестора слабые показатели прототипа - это лишний повод задуматься о рисках и поставить крест на таком проекте. Нормальная статья. В ней нет оценки достижимых шумов и скорости, но, наверное, это и не входит в предмет рассмотрения статьи, поскольку все внимание посвящено улучшению спектральной чистоты (снижению ПСС). Вы пишете эти исследования по чьему-то заданию? Просто Вы целиком сфокусированы на улучшении параметров фракционального синтезатора в интегральном исполнении, в качестве конкурентных альтернатив рассматриваете опять-таки интегральные DDS и Fractional-PLL чипы. То есть вас интересуют синтезаторы только как микросхемы? Просто есть ведь варианты, когда однопетлевой целочисленный синтезатор, построенный на дискретных (коммерчески доступных) элементах (ПЛИС+ЦАП+ЧФД с делителями + ГУН), будет иметь лучшее быстродействие, спектральную чистоту и шумы. Это будет, правда, не микросхема, а плата.
  10. Это как раз совершенно понятно:) Первая причина банальна: это коммерчески невыгодно для Analog Devices. Представьте: потребности рынка дешевых и простых синтезаторов Analog Devices удовлетворяет микросхемами интегральных PLL-синтезаторов сравнительно невысокого качества и за это получает свои деньги. Для рынка более серьезных синтезаторов ADI предлагает уже целый ряд микросхем: ЧФД, делители, ГУНы, ЦАПы. И получает деньги, обратите внимание, за каждый тип номенклатуры. Допустим, они сделают крутой чип, объединяющий весь требуемый функционал и имеющий более высокие характеристики, чем отдельные микросхемы. Тогда часть их востребованной номенклатуры просто отвалится. Это означает убивать спрос на свои же и так успешные изделия. А вторая причина заключается в том, что в интегральном чипе характеристики часто оказываются хуже, чем у решения, состоящего из отдельных компонентов. Например, из-за проблем, связанных с ЭМС. Кстати, у вашего PDS имеется тот же камень преткновения. Если он не может быть успешно реализован на дискретных ЦАП+ПЛИС+ГУН, значит, он тем более не может быть успешно реализован в интегральном виде (о чем Вам также неоднократно писали). P.S. И обратите внимание, что, комментируя мой пост, Вы в своем стиле ставите восклицательный знак после частоты 1,3ГГц и при этом игнорируете мое упоминание еще более современного чипа, у которого частота сравнения вообще 8ГГц и который имеет FOM минимум на 10 дБ лучше, чем лучшие чипы ADI.
  11. Основная проблема Виталия заключается в том, что он ну совсем не следит за развитием современной элементной базы. Его представления о частотно-фазовых детекторах соответствуют уровню примерно середины 2000-х (то есть уровню 15-летней давности). И поэтому он упрямо твердит о частотах сравнения в 50-100 МГц, несмотря на то, что на этом форуме ему уже десятки раз называли ЧФД, работающие на гигагерцовых частотах. Ну забывает человек хронически о том, что ему для его теории PDS невыгодно слышать. Виталий, еще раз обратите внимание, что есть такие микросхемы, как HMC3716, HMC4069, HMC698 у которых частоты сравнения 1,3ГГц. Некоторые из них выпускаются и используются более 10 лет. Уже года четыре на рынке есть PFD1K с частотой сравнения 8 ГГц с делителями на борту. Есть отдельные целочисленные делители до 40 ГГц, имеющие любой целочисленный коэффициент деления от 1 до 127. Это означает, что в простой однопетлевой схеме в октаве 10-20 ГГц сейчас уже можно иметь скорости переключения в единицы микросекунд, а шумы под -125дБ/Гц (отстройка 10кГц) или даже ниже. Развитие технологии ЦАП позволяет уже сейчас формировать в связке ПЛИС+ЦАП чистый сигнал DDS в пределах Fclk/6. То есть для AD9162 это до 1 гигагерца. "Чистый" значит со спурами не выше -90дБ. Если брать узкие куски по 90-110 МГц между "битыми" частотами Fclk/N, то можно найти участки со спурами не выше -110дБ (вплоть до Найквиста). Таким образом, имея качественный DDS (не интегральный, ясное дело, а ПЛИС +ЦАП) и современный высокочастотный фазовый детектор можно c ГУН перекрывать октаву 10-20 ГГц имея диапазон опоры (частоты сравнения) 909,09 - 991,74 МГц и свипируя коэффициенты деления в петле от 11 до 20 (или 1000-1100 МГц при делении 10-20 и тд.). Спуры в петле при этом на частоте 10 ГГц можно легко иметь на уровне -80дБ, шумы -125дБ/Гц, скорость переключения в единицы микросекунд. Если нужна скорость переключения еще выше (сотни наносекунд), можно использовать современные ПЛИС+ЦАП и прямое октавное умножение DDS (как делает тот же Keysight) или дробное умножение спредерами по Баринову. Короче говоря, сейчас уже нет рынка под какие-то PDS: дешевые синтезаторы реализуются в готовых микросхемах синтезаторов, более качественные синтезаторы (однопетлевые) реализуются на ПЛИС+ЦАП+ЧФД+ГУН в рамках компактных плат, прямые синтезаторы с крутыми характеристиками реализуются в рамках модулей форм-фактора примерно лист A4 или меньше. Оффсетные многокольцевые схемы сейчас, кстати, тоже потихоньку уходят на второй план. Зачем нужен PDS тому же ADI? Конкурировать со своими же вполне коммерчески успешными микросхемами? Ответ очевиден. Эта ветка возможного развития синтезаторостроения (PDS) имела потенциал лет 15 назад. Но так получилось , что она отмерла, так и не превратившись в реальную технологию. И уже не превратится, потому как коммерческого смысла в ней сейчас уже нет.
  12. В собранном приборе уже посмотрим от 0 до +55. Все ключевые узлы термостатированы, так что в указанном диапазоне все будет нормально.
  13. Пара картиник для набирающей популярность рубрики "проба пера". 9,9 ГГц сапфир, привязанный к 10МГц/100МГц OCXO. На первой картинке захват только от сотки. На второй картинке сотка зацеплена за ГК360ТС (ГК341 пока в пути). Шумы пока стремные (можно улучшить примерно на 6-8 дБ на всех отстройках после 10 Гц), петли еще пока уродливые... Но как же приятно наблюдать уход частоты в +/-1 Герц за сутки вместо традиционной сапфировой болтанки в 500кГц на градус. Синий график на E4440A - сутки назад, желтый сейчас
  14. Брутально. Аплодирую:) Вы свои девайсы продаете или клепаете для внутреннего потребления онли? P.S. На малых отстройках красный график выше зеленого на величину, меньше 20logN (отстройка 10 Гц приращение всего 10 дБ). Как Вы это объясняете? Во время измерения красного сотка прогрелась и ее шумы в ближней зоне сели?
  15. Cтабилизация ГУН при помощи КСС с умножением до частоты DR (как CSO на 40GHz у Hati и Нельсона)? Или это продукт регенеративного деления автогенератора на DR?