Jump to content

    

Integrator1983

Свой
  • Content Count

    707
  • Joined

  • Last visited

Posts posted by Integrator1983


  1. Вообще то закрывается транзисторный ключ, через который протекает ток первичной обмотки ТТ (те самые 3,74А), который и создаёт эти 37,4мА во вторичной, а уже диод закрывается током намагничивания протекающим во вторичной обмотке ТТ в противоположном току нагрузки направлении. После закрытия диода, естественно, тока в цепи нагрузки нет и не может быть

     

    Когда у него нет тока в первичной обмотке, он - "чистая" индуктивность

     

    Понятно. Позволю себе ответить Вам цитатой ув.Tiro из ветки, ссылу на которую Вы давали выше:

     

    Схему замещения нарисуйте, помножьте Lxx на dI/dt. Может что новое узнаете.

     

    Также - рекомендую все-таки вспомнить формулу Vl=L*dI/dt и подсмотреть в таблице производных, что происходит с первообразной при смене знака производной.

     

    А идеальные реальные трансформаторы, которые вообще особые и не подчиняются общей теории - это не ко мне.

     

    если бы речь шла о однотактнике, в котором длительность импульса и паузы соизмеримы.

     

    Просто соберите макет и осциллографом посмотрите. Для разных tDt/D.

     

  2. ток во вторичной обмотке ТТ=3,74/100=0,0374А=37,4мА.

     

    А не подскажите, куда деваются эти 37,4мА после закрытия диода?

     

    то нам нужно сделать это напряжением прямоугольной формы

     

    И по интервалу накачки Вы, наверное, абсолютно честный интеграл напряжения взяли?

     

    напряжение будет иметь в идеале экспоненциальную форму

     

    Вспомните, как зависит напряжение индуктивности от dI/dt.

     

    Я в своих рассчетах исхожу из того, что ТТ - реальное устройство с конечной Ls (причем, не пренебрежимо малой), для которого выполняется равенство вольт-секундных интегралов со ступенчатой аппроксимацией (V1=Const на интервале t1, V2=Const на интервале t2). Паразитные параметры, экспоненты и логарифмы, а также легкое подмагничивание сердечника ТТ меня особо не интересуют. Эмпирически - размагничивающий резистор раз в 100-500 больше, чем нагрузочный. Как-то так.

  3. Минимальная пауза должна быть п=3*t, тогда R=L/t=3*L/п, если пауза 0,3 мкс, то R=3*5600мкГн/0,3мкс=56000Ом=56кОм.

     

    56k - это ересь.

    Вольт-секундный интеграл:

    V1*ton=V2*toff.

    Если пауза = 2%, рабочий цикл - 98%, то V2=49*V1.

     

    По схеме автора топика:Vcsmax=2.5В. 2.5В/1.5Ом=1,66А (ток R24). На вторичке ТТ(+0,5В на диоде) - 3В.

    Необходимое напряжение размагничивания - 3В*49=147В. Размагничивающий резистор 147В/1,66А=88Ом min. Плюс запас 50% (на восстановление диода, его емкость и т.п.) - итого 130-150 ом вполне достаточно. Где здесь 56кОм - в упор не вижу.

  4. Когда у него нет тока в первичной обмотке, он - "чистая" индуктивность

     

    Мне не очень понятна применимость в данном случае постоянной времени t= L/R. Исходя из вольт-секундного баланса, при паузе 2% и рабочем цикле 98% 130 ом должно быть достаточно (хотя, лучше - больше).

  5. Во всех Спайсах К - Coupling (переводите как хотите - связь, сцепление, совокупление rolleyes.gif )= SQRT((L1-Ls)/L1)

     

    К = М/SQRT(Lm*Ln) - из официальной справки к микрокапу. Если правильно помню, оно к Вашей формуле приводится.

     

    принимают К=1 и последовательно с одной из индуктивностей (или со всеми) ставят индуктивность рассеяния.

     

    Согласен. И нагляднее, и проблем сходимости меньше (IMHO).

     

    В схеме у Власа размагничивающий резистор ТТ R23=39 Ом и постоянная времени t= L/R=5,6mH/39=0,14ms (милисекунды rolleyes.gif ), т.е. ТТ никак не размагнитится за паузу меньше чем 400ms.

     

    Это же трансформатор, а не дроссель. Хотя, в районе 130 Ом минимум нужно (при 2*D=0.98).

  6. Конденсатор при этом очень маленькой ёмкости, что хорошо.

     

    Ага. Еще уменьшая емкость Сr, можно получить картинку как у меня. Но при этом теряется главное преимущество фазника перед классическим резонансником - регулировочная характеристика, аналогичная характеристике понижающего регулятора. Кроме того, с уменьшением Cr усугубляется врожденный порок PSFB - асимметрия стоек. Потом, для борьбы с этой напастью, придется городить дополнительные контура (строить последовательно-параллельный контур), реактивные перекачивалки энергии из стойки в стойку, сочинять хитрые алгоритмы управления (типа Frequency Variated PSM)... Короче, классический LLC с частотным регулированием получится проще, дешевле и лучше по всем параметрам.

  7. корявой формы сигнала на входе RAMP

     

    Сейчас точно не скажу, но, если правильно помню, происходит это явление в случае, если в сигнале CS есть участок с отрицательным наклоном (спад сигнала тока после нарастания) - реальный либо помеховый. Долго боролись с этим эффектом разными способами, потом плюнули - поставили 2 внешних компаратора. Один, с порогом около 1.6В с интегратором по выходу, завели на SS - сделали "CURRENT SENSE COMPARATOR". Второй, с порогом чуть меньше 2В - завели на CS ("OVER CURRENT COMPARATOR"). Короче, обошли штатные токовые зашиты UCC3895.

     

    не будет там синусоиды.

    Вы абсолютно в этом уверены??? :biggrin::biggrin::biggrin:

    post-52114-1449051700_thumb.png

    post-52114-1449051704_thumb.png

  8. У меня - индуктивности, у Вас - судя по всему - тоже.

     

    Да, у меня - связанные индуктивности.

     

    Это об этом?

     

    Об этом. Только столкнуться с этим пришлось не "at very light load or start-up conditions", а при срабатывании поцикловой токовой защиты с весьма неприятными эффектами (типа замагничивания силового трансформатора). В LTC3722 такого не наблюдалось.

     

    Да, и еще. Если будите применять вспомогательные диоды - обязательно охватите их ток датчиком тока.

  9. К1 - это сердечник или К из аналоговых примитивов?

    К1 - это коэффициент связи из аналоговых примитивов. Задан равным 0,99999.

    Определяется как: К = М/SQRT(Lm*Ln), где Lm и Ln - связываемые индуктивности, М - взаимная индуктивность между Lm и Ln. Грубо говоря, определяет индуктивность рассеяния трансформатора.

     

    Только не коэффициент трансформации, а соотношение индуктивностей у нас обоих.

     

    Именно коэффициент трансформации. В первом приближении (при К=1):

    L1=Al*N1*N1

    L2=Al*N2*N2

    Ktr=N2/N1

    Отсюда, Ktr=SQRT(L2/L1).

     

    Я так понимаю, что там не должна попадать линейно нарастающая составляющая сигнала тока, а вместо неё должна подаваться пила от генератора. Я про UCC3895, на всякий случай.

     

    Ну, форма тока в PSFB по определению - трапеция. Хотя, можно сделать и синусоиду. :biggrin:

    Кстати, у UCC3895 есть неприятный эффект - в районе порога срабатывания токовой защиты перекашивает ШИМы активной стойки. LTC3722 в этом отношении правильнее работает. Да и вообще она грамотнее сделана, на мой взгляд. Единственный недостаток LTC3722 - вход CS заточен под шунт, а не под ТТ - амплитуда напряжения на входе около 300mV - с шумами бороться сложнее.

     

    Хотелось бы увидеть результат.

     

    И какой результат Вас интересует? Синусоида тока в диагонале? :laughing:

  10. Запутали Вы меня. В мелкокапе тоже задаются индуктивности связанных катушек. Так как Ктр=Sqrt(L2/L1), то и у Вас, и у меня коэффициент трансформации одинаковый (коэффициент связи - тот же).

     

    Я так понимаю, он просто разделительный, во избежание насыщения. Частота резонанса около 2 кГц.

     

    Именно. Емкость его - от балды поставлена. Не хотелось модель портить его удалением (иногда он мне нужен строго определенный :biggrin: ).

  11. Для LII из 2,925 корень квадратный надо, это и будет коэффициент трансформации 1,71. Это ж связанные индуктивности, там же вроде надо числа витков ставить.

     

    Согласен. Вечером голова плохо работает - в трансформаторе заблудился. Но стесняюсь спросить - а зачем Вам Ктр=3?

     

    эээ...у меня их всего 18:)

     

    Это, видимо, о моей модели.

  12. Перерисовал схему с Вашими параметрами.

    post-52114-1448992377_thumb.png

     

    Правда, 500W не получил:

    post-52114-1448992395_thumb.png

     

    Повторил вариационный анализ для PhaseShift = 0.5:

    Ключи:

    post-52114-1448992460_thumb.png

    Токи вспомогательных диодов:

    post-52114-1448992502_thumb.png

    Средняя точка:

    post-52114-1448992563_thumb.png

    Напряжение на выпрямителе:

    post-52114-1448992596_thumb.png

     

    То же для PhaseShift = 0.25:

    post-52114-1448992782_thumb.png

    post-52114-1448992800_thumb.png

    post-52114-1448992796_thumb.png

    post-52114-1448992787_thumb.png

     

    Выбросы на выпрямительных диодах без вспомогательных около 1000В, со вспомогательными диодами 800В.

     

    Модифицировал оригинальную схему (уменьшил коэффициент трансформации и добавил по выходу выпрямителя емкость 1 нФ):

    post-52114-1448992887_thumb.png

    Без вспомогательных диодов получил 420W, со вспомогательными диодами -500W:

    post-52114-1448992907_thumb.png

     

    Вариационный анализ для PhaseShift = 0.5:

    post-52114-1448993015_thumb.png

    Колебательный процесс тока ключей - без вспомогательных диодов.

    post-52114-1448993073_thumb.png

    Ток через вспомогательные диоды вырос.

    post-52114-1448993038_thumb.png

    Колебательный процесс - без вспомогательных диодов.

    post-52114-1448993023_thumb.png

    Выходным диодам резко полегчало (амплитуда напряжения без вспомогательных диодов бодьше).

     

    Вариационный анализ для PhaseShift = 0.25:

    post-52114-1448993164_thumb.png

    post-52114-1448993154_thumb.png

    post-52114-1448993160_thumb.png

    post-52114-1448993169_thumb.png

     

    Правда, емкость после выпрямителя ухудшает регулирования при малых нагрузках, но тут уж решать Вам.

    post-52114-1448993029_thumb.png

  13. Набросал модель по Вашим мотивам.

     

    post-52114-1448902588_thumb.png

     

    Прогнал вариационный анализ (R65=R66=1mOhm и R65=R66=10MegOhm). На первой картинке - ключи (красным - Uds, синим - Ugs, зеленым - ток канала). На второй - токи через диоды. На третьей - напряжение в средней точке диодов относительно земли.

     

    Первая серия (PhaseShift=0,5):

     

    post-52114-1448902825_thumb.png

    post-52114-1448902832_thumb.png

    post-52114-1448902839_thumb.png

     

    Вторая серия (PhaseShift=0,25):

     

    post-52114-1448902909_thumb.png

    post-52114-1448902920_thumb.png

    post-52114-1448902915_thumb.png

     

    И еще одна картинка - выбросы на выходных диодах со вспомогательными диодами и без них:

     

    post-52114-1448904562_thumb.png

     

    Нигде криминала не видно (как и в жизни :laughing: ).

     

    SiC не поможет

     

    Таки поможет.

     

    И еще - на 500W и 190...360В входного Lr=16u явно маловато. Хотя бы на порядок увеличте.

  14. Или вы вообще работаете на Voltage Mode?

     

    На картинке симулятора - мрак какой-то. Работал с фазниками достаточно давно (лет 5 назад), но такого тока не помню. Модели диодов корректные?

     

    Хотя переделка минимальная, т. к. и LLC может работать со сдвигом фаз.

     

    Может, конечно. Но в железе реализовать такое Вы пробовали?

     

  15. есть несколько хороших программ для расчёта.

     

    Подскажите хоть одну, адекватно рассчитывающую цепь ОС.

     

    Транзисторов меньше

     

    Но кристаллы - толще.

     

    нет необходимости в GDT

     

    Если GDT - это Gate Driving Transformer, то как без них обойтись (без изоляции драйвера в общем)?

     

    Диапазон входного напряжения в LCC тоже очень широкий

     

    И диапазон частот и циркуляция тока при этом тоже не узкие.

     

  16. для таких входных данных оптимально использовать LLC-преобразователь.

     

    Лучше, конечно, но PSFB в расчетах проще. Особенно в диапазоне входного 190...360 В.

     

    сколько вы выиграете от синхронного выпрямления?

     

    Нисколько. Поставить карбид кремния 600V - и дело с концом...

  17. Что-то не нравится мне, как ток транзисторов себя вести начинает.

     

    А что конкретно не нравится? Скиньте, если есть возможность, картинки симуляции с диодами и без них. Я никогда каких-либо опасных тенденций не замечал - ни в моделях, ни в железе.

  18. Методы борьбы с этой напастью (которых полно - от нагрева резистора снаббера до сброса энергии на первичную сторону с помощью дополнительного мелкого трансформатора) гуглятся по фразе "output diodes voltage stress in phase-shift full-bridge converter". Самое простое - поставить после выпрямительного моста (перед выходным дросселем) небольшую емкость и растянуть точку между резонансным дросселем и первичной обмоткой трансформатора к шинам питания диодами.