majorka65

Т.к. транзисторы работают в ключевом режиме для низкого тепловыделения, то резонанс нужен для преобразования меандра с широким спектром гармоник в синусоподобный сигнал для уменьшения гармоник и, наверное самое главное, как уже сказано, для режима ZVS. Как-то по работе изучал индукционную паяльную станцию Qwick-202d на 380кГц, там одноключевой каскад нагружен резонансным контуром. Быстро накидал модельку в LTspice и долго ломал голову над моделью нагрузки, никак не сходились осциллограммы, пока не осенило... Наткнулся на радиопередатчики, точнее их усилители мощности на диапазон 630 метров и все прояснилось. Паяльник из ручки с катушкой из какого-то высокотемпературного литца и железного сердечника в симуляторе заменил резистором 50 Ом. Все встало на свои места и в модельке, и в клоне в корпусе ATX на STM32, PID, советских ферритах с родным квиковским паяльником QWICK-903A. Еще с той поделкой пришло убеждение о "лапше" про точку Кюри. QWICK-903A заменил гвоздем.

Да, ошибся немного. Но суть одна: два диапазона измерения тока потребления МК в обоих китах. В STK3700 на 4 корпусах, STK3200- на 3. ToR_TDA, есть схемы с одним прецизионным резистором, если кое-чем пожертвовать.

Там не решение, способ измерения двумя диапазонами, можно тремя: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/6102fe.pdf

Starter Kit EFM32ZG-STK3200

По "схеме" видно, что Вы раньше не разрабатывали аналоговый БП на ОУ. ОС по напряжению правильно снимать с LOAD, т.е. ниже токосъемного резистора. ОС по току у Вас отсутствует или через МК? Гуглили diy adjustable lab power supply schema, DIY CV/CC Bench Power Supply, Adjustable switching power supply, 0-30V ADJUSTABLE SWITCH MODE POWER SUPPLY?

Емкость затвора фета надо заряжать и разряжать относительно истока. Стало быть ток должен втекать или вытекать, sink or source. Значит у драйвера один "верхний" транзистор должен подать ток от + питания драйвера через токоограничительный резистор на затвор, а второй "нижний" транзистор драйвера должен разрядить затвор через токоограничительный резистор на исток, часто GND. У 598 оба транзистора есть в каждом канале, у 494 только по одному транзистору в каждом канале.

В своих поделках фазу отслеживаю прямо ногой STM через сотни кОм, напряжение на ноге за счет защитных диодов МК получается -0,6...+3,9В 50Гц, но у меня гальваническая связь MCU и AC. Не знаю про Вашу печку, GND MCU на средней точке емкостного фильтра или через Y-конденсатор на выпрямителе блока питания?

Решаем графически. При Input threshold voltage(DTC)=0В DeadTime=0,03..0,05T; при Input threshold voltage(DTC)=3..3,3В DeadTime=0,5T. Если на выходах 40, то на рампе 80кГц и период Т=12,5мкС. Ваши 1,5мкС будут составлять 0,12 от Т. По графику этому соответствует напряжение Input threshold voltage(DTC)=0,45..0,6В. На делитель напряжения с 14 ноги REF приходит 5В, а для 4 ноги DTC снять надо 0,45..0,6В. Сопротивления посчитаете? По наблюдениям общее сопротивление делителя обычно около 15кОм, по 3кОм/В, значит 1,5кОм на полвольта. Но я бы взял подстроечник на 15кОм, по осциллу выставил нужный dt, а потом замерил бы полученные сопротивления, все равно в готовом устройстве резисторы дадут отклонение от эксперимента, и тем более от расчета. ПС. Я могу ошибаться, например из-за того, что в описаниях не оговаривается четко, где период рампы, а где период выходных импульсов, нет микры для проверки, клаву мацаю на диване...

В даташите нигде не написано, что DT=45%. Это Вы придумали. Мертвое время DT можно увеличить до 0,5 периода Т, при этом рабочий цикл Duty Cycle уменьшится до 0, импульсов на выходах не будет, для этого нужно на 4 ногу DTC подать 3..3,3В. Но мертвое время невозможно уменьшить до 0, соответственно рабочий цикл Duty Cycle невозможно увеличить до 0,5, перекрытие импульсов недопустимо:"The DTC comparator has a fixed offset that prevents overlap of the outputs during push-pull operation", здесь говорится про источник напряжения 0,1В присоединенный минусом к 4 ножке DTC. Поэтому даже если на 4 ногу DTC подать 0В, на входе переключающего компаратора будет +0,1В. По ссылке http://www.ti.com/lit/an/slva003b/slva003b.pdf на 7 странице говорится, что если закоротить R23 минимальное мертвое время будет 200нС. Есть еще однотипная микра TL494. Ее табличка про мертвое время один в один. Здесь: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf на 11 странице написано почти тоже самое, только надо не запутаться, 2 периода рапмы равны 1 периоду импульсов на выходе. Признаю, картинку выложил неудачную, не пуш-пульного меандра.

Один период в двухтактных преобразователях равен T = 2 x Duty Cycle + 2 x Dead Time. Поэтому на оба Dead Time остается 1-0,45-0,45=0,1 периода. Принято считать Duty Cycle именно длительность проводящего состояния ключа. http://www.semicon.sanken-ele.co.jp/common/images/sg/mcu_md660xspec3_en.png

Нет, не правильно. Не DT=0.45 , а Duty Cycle. Это разные вещи. Мертвое время, которое обычно обозначается как DT, в Вашем случае равно 0,05 от периода.

Оригинал нагревателя из MOSFET, перевод. 60Вт/(2,5В*2,5В)=0,104Ом. Надо выбрать MOSFET c Rdson <0,1Ом

Старые 60, а после изменений 30кВт в нагрузке, по 10кВт на фазу. 10кВт/220В=45А. Чтобы на звезде поднять напругу до 220+48=268В габарит автотранса нужен 48В*45А=2,2кВт. Автотрансформатор не всю энергию нагрузки через магнитный сердечник пропускает, поэтому в киловаттных стабилизаторах (Ресантах и т.п.) стоят автотрансформаторы на 150...200Вт.

Вместо резистивного нагревателя открытый канал MOSFET

Если покупать здесь, то около 40 тыр. RobFPGA, не 40кВА, а 48В*40А*3≈6кВт.