majorka65

При 240В на входной обмотке усредненное по виткам напряжение 120В относительно РЕ. Через паразитную емкость между первичной и вторичной обмотками эти 120В наводят потенциал на вторичной обмотке, это можно посмотреть осциллографом. При подключении нагрузки картина может меняться. Нагрузка имеет свою паразитную емкость относительно земли, и если эта емкость много меньше межобмоточной, то нагрузка может стать антенной, принимающей наводки от всех излучателей в округе на частотах 0Гц...∞Гц как электросеть, радио и т.д., может стать средней точкой емкостного делителя, если эти емкости соотносятся как ≈1/0,01...100 , а если нагрузка, имеет контакт РЕ, подключенный к заземлению, то нижнее плечо емкостного делителя из паразитных емкостей будет закорочено и ток будет определяться только межобмоточным паразитом. Пока писал эту портянку Вы уже добавили подробностей. По Вашей схеме надо РЕ отсоединить или от средней точки трансформатора или от средней точки выпрямительных конденсаторов.

На двух проводах нагрузки разные цепи относительно РЕ: грязь, влага, утечки изоляции, емкость монтажа. Неидеальность трансформатора, мне кажется, тоже может влиять. Нужны подробности.

Причина подмагничивания? В идеале, если по простому, на первичке трансформатора намагничивание в одну сторону и в обратную должны компенсировать друг друга, тогда остаточное равно нулю. На практике из-за различия характеристик ключей или токов утечки конденсаторных делителей это не возможно. Близко, но не равно нулю. Разные магнитные материалы по разному переносят это подмагничивание, ферриты резче теряют проницаемость, карбонилы и пермаллои плавно.

AC/AC регуляторами и изоляторами не занимаетесь или только DC/DC? А секционирование и горячую замену разрабатываете? Хотел бы попробовать с Вами поработать и свои скромные наработки показать: https://www.youtube.com/channel/UCMOfVMplEpMbZUJ9wunAh-Q Немного пишу под преобразователи на ассемблере для STM32, занимался LLC резонансом, планарными трансформаторами, макетировал двунаправленные DC/DC, пользуюсь преимущественно LT-spice. На hh.ru откликнулся. Майор в запасе. 54 года.

Т.к. транзисторы работают в ключевом режиме для низкого тепловыделения, то резонанс нужен для преобразования меандра с широким спектром гармоник в синусоподобный сигнал для уменьшения гармоник и, наверное самое главное, как уже сказано, для режима ZVS. Как-то по работе изучал индукционную паяльную станцию Qwick-202d на 380кГц, там одноключевой каскад нагружен резонансным контуром. Быстро накидал модельку в LTspice и долго ломал голову над моделью нагрузки, никак не сходились осциллограммы, пока не осенило... Наткнулся на радиопередатчики, точнее их усилители мощности на диапазон 630 метров и все прояснилось. Паяльник из ручки с катушкой из какого-то высокотемпературного литца и железного сердечника в симуляторе заменил резистором 50 Ом. Все встало на свои места и в модельке, и в клоне в корпусе ATX на STM32, PID, советских ферритах с родным квиковским паяльником QWICK-903A. Еще с той поделкой пришло убеждение о "лапше" про точку Кюри. QWICK-903A заменил гвоздем.

Да, ошибся немного. Но суть одна: два диапазона измерения тока потребления МК в обоих китах. В STK3700 на 4 корпусах, STK3200- на 3. ToR_TDA, есть схемы с одним прецизионным резистором, если кое-чем пожертвовать.

Там не решение, способ измерения двумя диапазонами, можно тремя: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/6102fe.pdf

Starter Kit EFM32ZG-STK3200

По "схеме" видно, что Вы раньше не разрабатывали аналоговый БП на ОУ. ОС по напряжению правильно снимать с LOAD, т.е. ниже токосъемного резистора. ОС по току у Вас отсутствует или через МК? Гуглили diy adjustable lab power supply schema, DIY CV/CC Bench Power Supply, Adjustable switching power supply, 0-30V ADJUSTABLE SWITCH MODE POWER SUPPLY?

Емкость затвора фета надо заряжать и разряжать относительно истока. Стало быть ток должен втекать или вытекать, sink or source. Значит у драйвера один "верхний" транзистор должен подать ток от + питания драйвера через токоограничительный резистор на затвор, а второй "нижний" транзистор драйвера должен разрядить затвор через токоограничительный резистор на исток, часто GND. У 598 оба транзистора есть в каждом канале, у 494 только по одному транзистору в каждом канале.

В своих поделках фазу отслеживаю прямо ногой STM через сотни кОм, напряжение на ноге за счет защитных диодов МК получается -0,6...+3,9В 50Гц, но у меня гальваническая связь MCU и AC. Не знаю про Вашу печку, GND MCU на средней точке емкостного фильтра или через Y-конденсатор на выпрямителе блока питания?

Решаем графически. При Input threshold voltage(DTC)=0В DeadTime=0,03..0,05T; при Input threshold voltage(DTC)=3..3,3В DeadTime=0,5T. Если на выходах 40, то на рампе 80кГц и период Т=12,5мкС. Ваши 1,5мкС будут составлять 0,12 от Т. По графику этому соответствует напряжение Input threshold voltage(DTC)=0,45..0,6В. На делитель напряжения с 14 ноги REF приходит 5В, а для 4 ноги DTC снять надо 0,45..0,6В. Сопротивления посчитаете? По наблюдениям общее сопротивление делителя обычно около 15кОм, по 3кОм/В, значит 1,5кОм на полвольта. Но я бы взял подстроечник на 15кОм, по осциллу выставил нужный dt, а потом замерил бы полученные сопротивления, все равно в готовом устройстве резисторы дадут отклонение от эксперимента, и тем более от расчета. ПС. Я могу ошибаться, например из-за того, что в описаниях не оговаривается четко, где период рампы, а где период выходных импульсов, нет микры для проверки, клаву мацаю на диване...

В даташите нигде не написано, что DT=45%. Это Вы придумали. Мертвое время DT можно увеличить до 0,5 периода Т, при этом рабочий цикл Duty Cycle уменьшится до 0, импульсов на выходах не будет, для этого нужно на 4 ногу DTC подать 3..3,3В. Но мертвое время невозможно уменьшить до 0, соответственно рабочий цикл Duty Cycle невозможно увеличить до 0,5, перекрытие импульсов недопустимо:"The DTC comparator has a fixed offset that prevents overlap of the outputs during push-pull operation", здесь говорится про источник напряжения 0,1В присоединенный минусом к 4 ножке DTC. Поэтому даже если на 4 ногу DTC подать 0В, на входе переключающего компаратора будет +0,1В. По ссылке http://www.ti.com/lit/an/slva003b/slva003b.pdf на 7 странице говорится, что если закоротить R23 минимальное мертвое время будет 200нС. Есть еще однотипная микра TL494. Ее табличка про мертвое время один в один. Здесь: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf на 11 странице написано почти тоже самое, только надо не запутаться, 2 периода рапмы равны 1 периоду импульсов на выходе. Признаю, картинку выложил неудачную, не пуш-пульного меандра.

Один период в двухтактных преобразователях равен T = 2 x Duty Cycle + 2 x Dead Time. Поэтому на оба Dead Time остается 1-0,45-0,45=0,1 периода. Принято считать Duty Cycle именно длительность проводящего состояния ключа. http://www.semicon.sanken-ele.co.jp/common/images/sg/mcu_md660xspec3_en.png

Нет, не правильно. Не DT=0.45 , а Duty Cycle. Это разные вещи. Мертвое время, которое обычно обозначается как DT, в Вашем случае равно 0,05 от периода.