Zuse

Согласен, тоже были сомнения на этот счет, но других то графиков нет - использовал, что есть... Возможно, по графикам емкостей, приведенных в DS, и нельзя построить график заряда затвора. Может проглядел, но не увидел в результатах поиска полезной информации

Всем привет! Есть MOSFET транзистор (отечественный) в документации которого нет графика заряда затвора. Зато есть графики емкостей Ciss, Crss, Coss и я захотел построить примерный график заряда затвора используя графики емкостей. Для начала решил взять документацию на похожий иностранный транзистор (IRF2805), рассчитать по графикам емкостей миллеровский заряд и сравнить с паспортным значением. В DS отсутствуют значения для напряжений меньше 1 В, так что я дорисовал графики на глаз, учтя, что при токе 104 А напряжение Vds не может оказаться меньше 0.5 В: После чего занес значения Crss в таблицу и для каждой пары соседних значений Vds рассчитал приращения заряда по формуле dq = Cavg*dU и полученные значения просуммировал: Проблема в том, что у меня миллеровский заряд получился примерно 20 нКл, а в DS около 50 нКл. Вопрос знатокам: где я допустил ошибку? Буду очень благодарен за подсказку.

А ведь и правда в квадрате. Спасибо!

Ощущение неверное. У меня ШИМ-контроллер UC3825 с выходным током 1.5 А, а у французов SG3525 у которого выходы дают 0.5 А, поэтому они их умощняют. Затворы я смотрел разумеется (только не токи, а напряжения) - там полный порядок: Синий - стоки ключей, фиолетовый - затвор одного из ключей

Я не стал отключать вторичную часть потому, что не увидел на вторичной стороне никого, кого можно было бы заподозрить в том, что эквивалентную 85 нФ на первичной стороне емкость вносит именно он. У вас есть такой подозреваемый?

В продолжение темы. Собрал я преобразователь, о трансформаторе которого шла речь выше: Схему намотки планировал использовать S-PL1PL2-S-PR1PR2-S-PL1PL2-S-PR1PR2-S-PL1PL2-S-PR1PR2-S, но места на каркасе хватило только на S-PL1PL2-S-PR1PR2-S-PL1PL2-S-PR1PR2-S Пары витков половин первичных обмоток мотал лентой 0.2 мм, слои вторичных обмоток мотал по 42 витка двумя проводами 0.3 мм Номиналы для RC-снабберов ключей позаимствованы из AN2794, о котором речь также шла выше. Сначала включился без снабберов и снял на ХХ осциллограмму на одном из плеч при D ~0.3 : Синий - сток ключей (одно из плеч). Входное питание -15 В. Обратил внимание на линейные участки (один помечен красным), которые соответствуют периодам, когда оба плеча закрыты. Насколько понимаю, в этот момент происходит заряд паразитной емкости пиковым током намагничивания. Размах тока намагничивания примерно равен: V/Lpri*dt = 15 В/26 мкГн*3 мкс = 1.7 А, амплитуда соответственно равна 0.85 А. На осциллограмме видно, что скорость заряда равна 10 В/мкс, что эквивалентно емкости: I/(dU/dt) = 0.85 А/(10 В/мкс) = 85 нФ. Если напаять конденсаторы снабберов (4.7 нФ), заменив резисторы перемычками, получим абсолютно такую же картину. С одной стороны оно как бы и понятно - 4.7 нФ в 20 раз меньше чем 85 нФ, но с другой стороны я поначалу не понял, откуда берутся данные 85 нФ. Единственное объяснение, которое мне приходит в голову, что 85 нФ образуются в результате произведения паразитной емкости между первичной и вторичной обмотками трансформатора на коэффициент трансформации (ну, или что-то в этом роде). Вопроса в этой связи два: 1) правильно ли я определил паразитную емкость? 2) если да, то как быть со снаббером? На фоне 85 нФ он вроде как бесполезен. В AN2794 снаббер был и были осциллограммы напряжений на стоке со снаббером и без. Со снаббером в AN2794 выбросы прекрасно подавлялись, а у меня - фигвам. У французов однако транс был другой конструкции - две половины первички они мотали по 2 витка 62 (!) проводами 0.4 мм, а вторичку 38 витков 5 проводами 0.4 мм. Межобмоточная емкость у них, должно быть, меньше была, но если межобмоточная емкость умножается (умножается ли?) на коэффициент трансформации, то у них тоже должна была быть существенная паразитная емкость, для которой емкость 4,7 нФ конденсатора снаббера недостаточна...

ссылку не прикрепили

Baza, похоже, потерял интерес к теме и не объяснил, почему мотать вторичную обмотку четырьмя проводами 0.5 мм в ряд - плохо и почему обмотка сброса все портит... Может, кто-то другой пояснит, что Baza мог иметь ввиду

Я писал, что нагрузка 60 Вт, а потребление от источника 68 Вт, КПД соответственно примерно 60 Вт/68 Вт = 0.88. Индуктивность первички по сути указана на схеме - 0.153*66^2 = 666 мкГн. Индуктивность рассеяния со стороны первички - 16 мкГн

Верно - индукция не 0.1 Тл, а 0.16 Тл. Я об этом в "шапке" написал

На 150 кГц потери, если я ничего не напутал - 100mW/cm³. Если помножить на скважность - 68mW/cm³. Т.е. получается наоборот) ну, может я немножко кривовасто график построил, но радикального увеличения точно не получится

Я так понимаю, речь про эту картинку: Проблема в том, что кроме этой картинки нет конкретики, позволяющей численно оценить потери. Есть только фраза "Intuitively, as already noted, reducing the wire diameter sufficiently will cause the canceling eddy currents to merge and diminish greatly" А когда дело доходит до выбора сечения провода первичной обмотки, разбитой на две части: авторы выбирают сечение для однослойной намотки опираясь на график Fig. 18, производный от графиков Доуэлла, в котором учтено влияние гармоник. За исключением учета гармоник, я считал потери с опорой на туже базу (графики Доуэлла). Частота 100 кГц. Пиковая индукция - 0.16 Тл, -> дельта B = 0.08 Тл потери - 80mW/cm³. >у Вас несколько участков с разной частотой на периоде преобразования тут я не совсем понял, о чем речь

что именно? хуже в чем?

Четырьмя проводами в ряд. Как-бы "лентой"

Я посчитал, что при диаметре 0.4 мм, частоте 100 кГц и небольших потерях, полученных расчетом без учета эффекта близости, эффектом близости можно пренебречь. Проверим, так ли это. Первичная обмотка для уменьшения индуктивности рассеяния разделена на две половинки, между которыми намотаны остальные обмотки. Между половинками значительное расстояние, поэтому с точки зрения влияния эффекта близости, насколько я понимаю, намотку можно считать однослойной. Если опираться на http://www.bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf методика расчета такая "Эффективная толщина слоя для фольги или плоской шины равна просто их толщине, а для плотно уложенных круглых проводников – 0.83 от диаметра провода" т.е. для провода диаметром 0.4 мм эффективная толщина = 0.33 мм. Q = 0.33/0.24 = 1.4. Для Q=1.4 по графику определяем для однослойной намотки отношение Rac/Rdc = 1.4. Rac = 0.42 Ом*1.4 = 0.6 Ом. Idc = 1.5 А/2*0.28 = 0.21 А Iac = sqr((1.5 А*sqr(0.28/3))^2-0.21^2) = 0.4 А Ppri = Iac^2*Rac + Idc^2*Rdc = 0.12 Вт. Первоначальный расчет дал 0.09 Вт. Поскольку Rac/Rdc рассчитано для первой гармоники, итоговый размер потерь можно увеличить раза в полтора, но все равно цифра будет небольшой и не объяснит нагрева трансформатора

Всем привет! Коллеги, нужна помощь зала, ибо сам зашился и не понимаю, куда копать. Есть обратноходовый преобразователь на 130 Вт (ЗУ для АКБ) Вход 400 В (номинальное), выход 27-29 В. На рациональность схемы не претендую, не об ней речь. Нагрузил я этот преобразователь на 60 Вт (повесил нагрузку 14 Ом) и стал смотреть тепловизором температуры элементов. Все температуры оказались +- ожидаемы, кроме температуры трансформатора. Температура сердечника и обмотки составляет 54 и 67 градусов соответственно. Что в моем понимании не вяжется с расчетом потерь. Кратко приведу свои подсчеты. Кому не лень прошу поправлять и критиковать. Смотрим для начала осциллограмму на стоке ключа (питание 360 В): Источник питания 360 В показывает потребление 0.188 А, что соответствует мощности 68 Вт. Значение похоже на правду, учитывая выходную мощность (60 Вт), нагрев ключа, диода и, как выяснилось, трансформатора. Прикидываем, какой ток накапливается в дросселе за время прямого хода (2.8 мкс): dI = E/L*dt = 360 В/666 мкГн*2.8 мкс = 1.5 А. Если пересчитать 1.5 А в мощность получается, 75 Вт. Т.е. получается, что эквивалентная 7 Вт (75-68) энергия возвращается в источник. Ток RMS в первичной цепи составляет 1.5 А*sqr(0.28/3)=0.46 А. Сопротивление 66 витков первичной обмотки - 0.42 Ом. Рассеиваемая первичкой мощность соответственно равна 0.46 А^2*0.42 Ом = 0.09 Вт. Пиковое значение тока во вторичной обмотке - 14 А. Время обратного хода - 3.6 мкс. Аналогично первичке можно высчитать RMS значение тока, активное сопротивление, мощность вторички. Она получается тоже небольшой. Без учета скин-эффекта 0.16 Вт. С учетом - примерно 0.3 Вт. Суммарно на обмотках потери примерно до 0.4 Вт. Еще есть потери в сердечнике. Пиковая индукция - 0.16 Тл, т.е. потери - 80mW/cm³. Объем сердечника 7,63 сm³. Потери в сердечнике - 0.6 Вт. Итого все вместе - 1 Вт. А по факту, как я уже написал, сердечник нагревается до 54 градусов, а обмотки до 67 градусов. И я никак не могу понять: почему?

Всем привет. Есть устройство с мостом на IGBT. Дело дошло до регулировки и, поскольку ожидания и реальность несколько разошлись, решил перечитать теорию и наткнулся на непонятные противоречия. Есть статья, на которую я опирался и в которой просто и доходчиво объясняются процессы, протекающие в IGBT-транзисторах при включении/выключении: https://www.power-electronics.info/drv-mosfet-igbt.html Вот диаграммы токов и напряжений для процесса выключения: Из диаграмм видно, что нарастание напряжения коллектор-эмиттер от нуля до напряжения питания накладывается на плато Миллера. Теперь обратимся к описанию транзистора RGCL60TS60D https://www.es.co.th/Schemetic/PDF/RGCL60TS60D.PDF в котором имеется график заряда затвора: Взглянем теперь на графики зависимости Trise и Tfall, а также потерь от тока коллектора и сопротивления затвора: Видно, что сопротивление затвора не оказывает на Tfall и потери существенного влияния, а это идет вразрез с диаграммами из статьи, где изменение напряжения коллектор-эмиттер от нуля до напряжения питания накладывается на плато Миллера и стало быть Trise и Tfall должны быть связаны с зарядом плато и должны зависеть от сопротивления затвора. И к чему вообще в DS приведен график заряда затора, если производитель утверждает, что сопротивления затвора не оказывает на динамику существенного влияния?

Идея в том, чтобы ограничить ток. Выход усилителя ошибки управляет не к-том ШИМ, а максимальным током - у вас же токовый режим теперь. По мере заряда емкости планка максимального тока постепенно поднимается

У вас входное проседает и контроллер вырубается по uvlo

Может. Надо вторым лучом снять напряжение 12 В

Думаю, если вы включите свой источник без нагрузки, а потом сделаете ему КЗ по выходу, возникнет искра. Спрашивается, откуда ей взяться, если в источнике есть ограничение тока? Затем, что автор думает, что у него дроссель насыщается, а он похоже не насыщается

при насыщении должен быть выброс тока. Где он здесь ?

Что поймали ?

Это опять на isense ? Я не вижу насыщения. Покажите сигнал на шунте

Желтый луч это сигнал на входе ISENSE ШИМ-контроллера, а не на шунте, насколько я понимаю. Правда амплитуда пилы имхо не соответствует номиналам делителя 39к-1к +лучше сделать осциллографом нормальный скриншот без размытия по горизонтали. Так всем будет проще