Zuse

Да. Просто я хотел обосновать это расчетом

значит, я неправильно понимаю, как работает диф. SAR. Я думал, что ключи переключаются только в одном плече В униполярном SAR переключение ключей позволяет сместить напряжение на входе компаратора на Vref/2, Vref/4, Vref/8 итд, организовав последовательное приближение. Но не могут же в диф. SAR ключи отвечающие за одинаковые разряды в верхнем и нижнем плечах переключаться одновременно... Как тогда все происходит?

Прав ли я говоря, что во время преобразования ключи переключаются только в том плече, которое относится ко входу с бОльшим напряжением, а в другом плече конденсаторы остаются подключены к земле?

Коллеги, всем привет! Надумав применить 18-битный SAR ADC AD4007 решил оценить погрешность ИОН, связанную с load_regulation. Для этого рассчитал ток потребления от REF и получив расхождение с DS понял, что нужен независимый аудит. Итак обо всем по порядку. Дифференциальный SAR ADC имеет следующую структуру: Насколько я понял, в процессе преобразования ключи переключаются только в том плече, которое относится ко входу с бОльшим напряжением. В отличии от структурных схем других SAR ADC пр-ва Analog Devices (например AD7641, AD7980 и др.), где входы компаратора подключаются к земле непосредственно через ключи, на этой схеме последовательно с ключами зачем-то добавлены конденсаторы. Почему так, я честно говоря не понял и посчитав эту особенность ошибкой далее считал, что входы компаратора подключаются к земле непосредственно через ключи. В DS приведена эквивалентная схема входов АЦП: Сказано, что Rin = 400 Ом, Cin = 40 пФ. Т.е. емкость массива конденсаторов, подключенных к каждому из плеч, если соединить их параллельно, равна 40 пФ. В режиме преобразования, насколько я понял, происходит поэтапный заряд до Vref емкостей 40пФ/2, 40пФ/4, 40пФ/8, 40пФ/16 итд, т.е. до Vref заряжается суммарная емкость 40 пФ Если Vref=2.5V, F=1MSPS, то средний ток должен быть равен: 40 пф*2,5 В/1 мкс = 0.1 мА Теперь смотрим на график: и видим, что для тех же вводных (Vref=2.5V, F=1MSPS) ток потребления от REF оказывается больше 0.2 мА Таким образом, я насчитал ток в два раза меньше, чем в DS и, видимо, где-то ошибся или что-то не учел. Можно конечно плюнуть на расхождение и использовать данные из DS, но все-таки хочется найти ошибку. Так что буду благодарен, если кто-нибудь ткнет меня носом.

Ток может быть как постоянный, так и переменный (сумма гармоник 50 Гц от 1 до 40 ой в разных пропорциях или таблица). Диапазон +-15 А. К искажениям требования не предъявлены, но имхо нужно их минимизировать по возможности

ХЗ. Мне четких вводных не дали. Ориентируюсь на предыдущую версию с похожими параметрами

Мне желаемые характеристики тоже не озвучены) Сам для себя задался требованием в диапазоне 0...+-15 А 0...2 кГц попробовать добиться погрешности формирования тока не более 1.5 мА. Шунт 0.01 Ом 10 ppm; для снижения нагрева шунт собираюсь установить на радиатор, а для учета температурного ухода планирую измерять температуру шунта с помощью термистора

Поправил

Всем привет. Для линейного источника тока подбираю инструментальный усилитель сигнала шунта. По замыслу усиленный сигнал шунта должен оцифровываться SAR ADC 18-бит с частотой 1MSPS, код должен сравниваться с табличным значением, полученная ошибка должна поступать на вход цифрового ПИ-регулятора (в ПЛИС). Регулятор в свою очередь должен управлять ЦАПом, задающим ток (полоса несколько кГц). Это если вкратце. В контексте выбора инструментального усилителя хочется добиться максимальной точности измерения. Учитывая, что перепад температуры внутри устройства предположительно может достигать 30 градусов, а термостатирование измерительной части делать не хочется, нужен усилитель сочетающий низкий температурный дрейф смещения, низкий температурный дрейф коэффициента усиления, а также желательно низкие шумы Поиск производил среди номенклатуры AD, как самой передовой конторы в своей области. Поскольку нужен низкий температурный дрейф коэффициента усиления, то усилители у которых усиление задается с помощью внешнего резистора сразу исключил и остался небольшой список из примерно двух десятков микросхем. Из них внимание привлек новый ИУ ADA4254. Микросхема заявлена как Zero-Drift, у нее дифференциальный выход, позволяющий сопрягать усилитель непосредственно с диф. АЦП. Остальные Zero-Drift ИУ обычно позиционируются как ИУ для низкочастотных применений типа весов итд итп. В описании же ADA4254 среди схем рекомендованного использования приводится пример использования ИУ совместно с 18-битным SAR ADC 1MSPS AD4007, в котором схема компенсации смещения тактируется сигналом CNV АЦП, а в списке FEATURES первой строкой значится "Optimized for ADC synchronization". Еще имеется фраза о том, что синхронизация помогает отфильтровывать пульсации от работы схемы компенсации смещения, но больше никакой конкретики по этому поводу нет. Тут, конечно, нужно делать макет и проверять работу на практике, но прежде хотелось бы послушать чужой опыт использования ADA4254, если кто-то с ним уже сталкивался

фаза - кривая, помеченная красным

Противоречит. График снят для нагрузки 10 кОм, для которой усиление в таблице - 200 000

Похоже, вы так торопились с выводами, что перепутали ФЧХ с АЧХ. Полка, которую вы пометили красной линией - относится к АЧХ и соответствует усилению в 40 дБ

Ну, так на частоте 100 Гц фаза - 180 град. Что не так ? Почему на более низкой частоте должен быть еще какой-то полюс?

Т.е., по-вашему, выходит, что на 20 Гц имеет место полюс и усиление падает со 106 дб (ну, или с какого-то другого начального значения) стремительным домкратом до 40 дБ, затем идет "полка" с постоянным усилением, затем на 20 кГц снова спад. Ну, в частотном анализе я, может, не шибко силен, но материалов по теме читал немало и графиков АЧХ ОУ в учебниках и в DS тоже видел достаточно, и ни разу похожей АЧХ не встречал... А если вернуться к заглавному вопросу. Верна АЧХ, приведенная в DS, или нет?

Ну, видимо, я не достаточно в теме и мне все еще не ясно, почему на графике Open Loop Gain - 40 дБ. Если в DS нет ошибки, объясните, пожалуйста, откуда взялось это значение?