Jump to content

    

AML

Свой
  • Content Count

    531
  • Joined

  • Last visited

Everything posted by AML


  1. Я в соседнем потике преобрахователь из 24В в 5В моделировал. Так там выбросы на ключе больше 200В - обыйденное дело (10 напряжений питания ) Так что 700В для сетевого преобразователя, ИМХО, вполне неплохо.
  2. Цитата(Kobrinas @ Dec 8 2007, 17:59) Почему при небольшом увеличении зазора в магнитопроводе шипение пропадает? Ну, вообще-то увеличение магнитного зазора на 0.2мм - не так уж и мало. Индуктивность уменьшилась и вполне вероятно замкнутая система стала устойчивой.
  3. ЦитатаКстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ? Теперь посмотрим, насколько отличаются результаты при использовании модели с ключем и конденсаторами по сравнению со встроенной Spice-моделью. Моделируется флайбек в режиме непрерывных токов со снаббером. Ток и напряжение в ключе [attachment=15993:attachment] Процесс выключения ключа [attachment=15994:attachment] Скоько-нибудь серьезной разницы я не вижу. А вот по обеспечению сходимости - разница большая. Схема со Spice-моделью просчитывается с большим трудом. Из сохраненных начальных условий мне ее вообще не удалось заставить работать (несмотря на массу ухищрений), только из продолженных ("матрица сингулярна" и все тут). Поэтому по-прежнему считаю, что для исследования процессов целесообразно использовать ключевую модель с проверкой на конечном этапе схеме со Spice-моделью ключа. емкость в 500р в моделе ключа - великовата лья такого блока питания. если всзять IRF7478 (60В, 3.5А, 30мОм), то его емкость затвор-исток = 1740р, а эффективная есмкость выхода (сток-исток) порядка 410р (причем она изменяется в зависимости от напряжения на стоке от 220р до 1590р) Судя по всему, для современных транзисторов эа емкость, действительно, великовата. Попробовал поставить Spice-модель IRF7492 - он больше подходит для данного случая (200В, 3.7А, 79 мОм). С ним результаты другие (емкости у него заметно меньше) [attachment=15997:attachment] Аналогичные результаты получаются в модели с идеальным ключем и конденсаторами, если емкости затвор-сток и сток-исток поставить по 50пФ [attachment=15998:attachment]
  4. Цитата2.берем строительный силикони формуем заливом в форме(обычный выдерживает 150град, 150 - это без каких либо изменения свойств. А так - все 250 (использую строительный силикон для изготовления форм для отливки оловянных солдатиков ) Недостаток - в толькстом слое долго полимеризуется. Но есть и специальные двухкомпонентные герметики, полимеризующиеся сразу по всему объему (а не от поверхности). Если же разборка не планируется, то думаю, можно просто эпоксидкой залить - по электрической прочности вполне нормально.
  5. Цитата. Кстати пробовал симулировать по вашей схеме и вместо соединения землей - ставил резистор 100мег, результат отличается (вместо полупериодного выпрямителя становится "правильный" двухполупериодный), хотя, в общем, картина с напряжением на конденсаторах не меняется (что и исследовалось). Да, я там заземлив источник синуса большого маху дал... Особенно если учесть, что симулятору в данном случае это нафик не надо.
  6. ЦитатаКстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ? Использование стандартных Spice-моделей - это будет следующий этап. Я ведь не зря спрашивал, наиболее типичные приборы. Городьба с ключем помогает глубже понять процессы в схеме и их связь с паразитными параметрами. В спайс-модели паразитными параметрами не очень поварьируешь (можно, но сложнее). И некоторые эффекты не посмотришь. К примеру, в упрощенной модели я могу посмотреть именно ток "канала" отдельно, а емкостные составляющие - отдельно. К тому же пока идет именно качественное моделирование (а не количественное). Т.е. пока рассматриваются основные принципы работы схемы. По поводу приведенной по ссылке библиотеки. Она имеет организацию, не слишком удобную для импорта в Микрокап (модель каждого прибора - отдельным файлом). Если нужно подсоединить какой-то конкретный компонент из этой библиотеки - проблем нет. Если всё - то пока не придумал решение (точнее, оно есть, но оно трудоемко). Кстати, не уверен, что эта библиотека более полная, чем встроенная в MC9. В МС9 только MOS-транзисторов от IRF больше тысячи (1084). А в этой библиотеке всех компонентов (диодов и транзисторов всех типов) 1057.
  7. Цитата(Bludger @ Nov 29 2007, 22:00) Вторая версия - некорректное измерение, слишком длинные концы осциллоскопа, и на них благополучно наводится напруга от резкого изменения тока в ключах и трансе... Мне тоже некоторые из "звонов" в осциллограмме показались похожими на наводки в щупе.
  8. Специалисты, блин... Почему меня до сих пор никто носом не ткнет в ошибку в модели. В реальности в МДП-транзисторе обязательно присутствует обратный диод. А в модели его нет. Думаю, именно поэтому токи при выключении не соответствуют реалиям. Сейчас проверю Проверил. Влияние есть, но не кардинальное. По поводу колебаний. Это чисто емкостные составляющие при ПОЛНОСТЬЮ ЗАКРЫТОМ канале. Никакие воздействия по затвору на них влияние не оказывает. Проверить это просто - достаточно посмотреть ток канала (резистора Rkl) Причем, эти колебательные процессы очень похожи не то, что я видел в действительности (только там они немного диодом порезаны были).
  9. ЦитатаНетрудно заметить, что напряжение содержит выбросы и немаленькие, хотелось бы от них избавиться. Если речь идет о выбросах на стоках транзисторов, то, как уже сказали - демпферные цепочки разных типов. Но, как я понимаю, есть еще один момент - выбросы напряжения на вторичной обмотке в районе перехода через ноль. Они объясняются перекрытием токов ключей, вызванных наличием индуктивности рассеяния. Даже если по управлению все нормально и перекрытия нет, ток ключа не может спасть скачком. Он спадает линейно со скоростью, определяемой индуктивностью рассеяния. В другом ключе в это время ток с той же скоростью нарастает. На вторичной обмотке вплоть до завершения этих коммутационных процессов напряжение в идеале должен быть равным нулю. Т.е. из меандра управления ключи сформируют на выходе двуполярное напряжение с "мертвым временем". И как я понимаю, от этого избавиться принципиально нельзя (при наличии индуктивности рассеяния). На это нулевое напряжение "мертвого времени" видимо накладываются какие-то колебательные процессы в паразитных реактивностиях и мы после спада напряжения до нуля видим его рост и лишь потом переключение на другую полярность.
  10. ЦитатаПозволю себе пополнить коллекцию картинок Мощно. Аж глаза разбегаются ЦитатаА коэф. связи не слишком большой? У реального транса, мне думается, он меньше. Посмотрел - коэфициент связи явно завышен был. Для наглядности несколько ихменил схему моделирования. Связь обмоток сделал 100% (коэф. связи K=1), а индуктивность рассеяния ввел в явном виде и, как и обещал, промоделировал прерывистый, краничный и непрерывный режим при индуктивности рассеяния в диапазоне 1-4% индуктивности намагничивания при наличии снеббера и без него. Отключение/включение снаббера проводится изменением емкости с 2р на 2n (чтобы не менялась топология ихемы и не надо дыло заново пересчитывать начальные условия) Схема моделирования для прирывистого режима: [attachment=15723:attachment] В ней задан степпинг (изменение с заданным шагом) индуктивности рассеяния Ls в диапазаоне 0.6u - 0.24u (u - обозначает "микро"). [attachment=15724:attachment] Результаты моделирования показывают, что общий вид процессов почти не меняется. Из-за того, что индуктивность намагничивания в этом режиме мала, то мала и индуктивность рассеяния (которая считается в % от индуктивности намагничивания). Энергии в ней запасается немного и она влияет лишь на процессы коммутации (фронты). [attachment=15725:attachment] Но именно коммутационные процессы существенным образом влияют на потери в ключе, поэтому, несмотря на то, что общие процессы в схеме изменились совсем мало, потери в ключе заметно возрастают с увеличением индуктивности рассеяния (зеленые графики). Введение снаббера в схему с перывистым режимом существенно уменьшает суммарные потери. Емкость успешно формирует траекторию переключения, заметно снижая потери в ключе, а энергия, запасенная в индуктивности рассеяния мала, поэтому потери в снаббере совсем невелики. Получается сумарный выигрыш. [attachment=15726:attachment] Хотя только лишь из диаграммы токов и напряжений при выключении это совсем не очевидно. [attachment=15727:attachment] При работе в граничном режиме (индуктивность намагничивания увеличина с 6мкГ до 12 мкГн) влияние индуктивности рассеяния уже заметна не только на фронтах - появились явно выраженные "звоны" при выключении ключа (снаббера пока нет) [attachment=15728:attachment] Однако, несмотря на эти "звоны" и рост индуктивности рассеяния, потери в ключе получились в три раза меньше, чем в прерывистом режиме. Процессы при выключении ключа при 1% и 4% выглядят следующим образом: [attachment=15730:attachment] Снаббер также уменьшает потери (в смысле, суммарные потери в снаббере и в ключе порлучаются меньше, чем в ключе при отсутствии снаббера). Но этот эффект не так явно выражен, как в прерывистом режиме. [attachment=15731:attachment] Хотя формы напряжения и тока при выключении ключа в этом случае гораздо красивее [attachment=15732:attachment] И, наконец, непрерывный режим. Причем, весьма хорошо непрерывный (индуктивность намагничивания в 20 раз больше граничной - 250 мкГн.) Соответственно, индуктивность рассеяния получается 2.5, 5, 7.5 и 10 мкГн. Такие большие индуктивности рассеяния очень сильно влияют на процессы в схеме. [attachment=15733:attachment] Однако на первый взгляд, это не приводит к существенному росту потерь. Думаю, это впечатление обманчиво и вызвано некорректностью расчета потерь. Дело в том, что при больших значениях индуктивности рассеяния подает выходная мощность (напряжение). Это вызвано фактическим сокращением эффективной длительности импульса из-за того, что ток в ключе при коммутации нарастаеи медленно (скорость ограничена индуктивностью рассеивания). При инуктивности рассеяния 10 мкГн и неизменных прочих параметрах выходное напряжение снижается с 5В до 3,3В. Для корректного сравнения надо было бы подбирать режимы, при которых выходная мощность осталасб бы неизменной (меняя коэфиициент трансформации). Но на это ушло бы много времени и я поленился это делать Поэтому сравнение с предыдущими результатами возможно только при 1% индуктивности рассеяния, когда выходное напряжение изменилось весьма незначительно (с 5В до 4.8В). [attachment=15734:attachment] Общий вид процесов при подключении снаббера [attachment=15735:attachment] Однако для сравнения также можно использовать результаты с минимальной индуктивностью [attachment=15736:attachment] В отличие от предыдущих схем, включение снаббера резко (в три раза) увеличило суммарные потери. Это вполне объяснимо - индуктивность рассеяния в 20 раз выше, чем в граничном варианте, соответственно, в снаббере рассеивается в 10 раз больше мощности (грубо). Но функцию ограничения мгновенной мощности и уменьшение "звонов" он выполняет успешно. Но за это приходится платить снижением КПД. Процессы при включении и выключении (индуктивность рассеяния 1% - 2,5 мкГ) [attachment=15737:attachment] Анализ полученных режимов показывает, что при выбранных допущениях самый эффективный с точки зрения потерь - граничный. Но он весьма требователен к величине сопротивления канала ключа, поскольку активная составляющая потерь весьма велика и при большом попротивлении канала выигрыша в потерях можно не получить. Непрарывный режим менее требователен к велисине сопротивления канала, но налагает достаточно высокие требования на конструкцию трансформатора - индуктивность рассеяния для эффективной работы не должна превышать 1%. Хотел бы еще обратить внимание на один момент. Если смотреть мгновенную можность (произведение тока на напряжения) на "стоке" транзистора и на копротивлении "канала" - то получаются радикально разные картинки (малиновый и коричневый график). [attachment=15738:attachment] С одной тороны, это вполне очевидно - на "стоке" помимо собственно тока канала (а это и есть активная тепловая мощность рассеивания) протекают реактивные токи перезаряда паразинтных ескостей (затвор-сток и сток-исток). Получается, что вычисленная таким образом мгновенная мощность имеет мало общего с импульсной активной мощностью на ключе, которая как раз-таки опредеяет потери при переключении и ОБР. В у меня модели рассеиваемая мощность считается как интеграл от активной мощности канала. Как я уже писал выше, она полностью совпедает с мощностью, вычисленной как интеграл от произведения тока и напряжения на стоке. Поэтому считаю такой подгож првильным. Но возникает вопрос, как в реальной схеме с МОП-транзистором можно оценить мгновенную активную мощность? Поизведение тока и напряжения стока такой информации, ИМХО, не дает. Произведение тока истока на напряжение стока - тоже. Как практики ее измеряют? (я с полевиками работал очень мало, поэтому своего опыта у меня особе нет - всегда смотрел ток и напряжение стока и не задумывался о емкостных составляющих) Использованные при расчетаз файлы (в формате mc9) - в прикрепленном архиве Обращаю внимание, что во все эти файлв внедрена директива установки начальных условий для установившегося режима .IC ...... Поэтому при коррекции файла (изменении названи компонетов или их добавлении) появится соотщение об ошибке (начальные условия для новых компонентов не поределены директивно). Для коррекции схемы эту внедненную директиву нужно удалить или закомментировать.
  11. Провел еще раз моделирование по схеме с конденсатором C14, скорректировав паразитную емкость и исправив цепь управления. На первый взгляд, красиво все до необыкновения. [attachment=15694:attachment] Никаких паразитных звонов (почти), потери в ключе достаточно маленькие (1.6 Вт при 25Вт в нагрузке) Однако, смущают меня некоторые вещи. Во-первых, процессы переключения достаточно корявые. Похоже, эта схема работает не совсем как снаббер. [attachment=15697:attachment] Паразитные колебания она убрала, а фронты тока и напряжения не разнесла. В результате потери в ключе оне не уменьшила. И мгновенные значения мощности при переключении весьма большие. [attachment=15698:attachment] К тому же у меня есть подозрения, что введенная емкость может здорово ухудшить динамику преобразователя. Посмотрел на скачок выходного напряжения при двухкратном увеличении сопротивления нагрузки - вроде конденсатор не сильно влияет (синеий - без конденсатора, красный - с конденсатором) [attachment=15700:attachment] Так что, был не прав, судя по всему, с динамикой все нормально. Прикрепил файл со схемой Микрокап и сохраненными начальными условиями для установившегося режима.
  12. Цитата(Mc_off @ Nov 28 2007, 20:46) Да, кстати индуктивность рассеяния действительно большевата она обычно составляет единицы процентов от индуктивности первички И у меня такое впечатление. Но в тоже время эта индуктивность - 1% от первичной, что вполне похоже на правду. Думаю такие мощные незатухающие колебания - исключительно из-за идеальности сердечника трансформатора. В реальности он работает как демпфер, активно гася высокочастотные колебвния напряжения (потерями). Да, обнаружил ошибку у себя в "модернизированной" схеме - резистор Rw1 не в том месте стоит (но на процессы это влияние не оказывает). Тем не менее, поправлю и выложу файл.
  13. Причесал немножко схему, которую выложил Yuri Arkhipov. Для удобства исследований добавлен токоизмерительный резистор нулевого сопротивления Ri и сопротивление канала Rs1 в явном виде. Это сопротивление присутствовало и ранее, но как параметр ключа, что не всегда наглядно. [attachment=15685:attachment] В схеме выявился интересный момент. Я попробовал промоделировать процесссы в отсутствии демпфирующего конденсатора С14. И вот что получилось. [attachment=15686:attachment] Верхние графики - ток и напряжения ключа (ток красным, напряжение синим). Второй график - мгновенная мощность на ключе. Третий - потери энергии в ключе. Четвертый - ток через канал транзистора (резистор Rs1) Колебания напряжения на стоке обусловлены индуктивностью рассеяния (по-моему, она также несколько великовата) и паразитными емкостями ключа. Если посмотреть на график энергии на ключе, видно, что большая часть потерь возникает уже на ЗАКРЫТОМ ключе из-за этих колебаний. По стокозатворной емкости они приподнимают потенциал затвора и транзистор приоткрывается на каждом пичке колебаний. Протекающий ток через канал виден на нижнем графике. Сигнал с "драйвера" идет через сопротивление 3.3 Ома, что уже оказывается достаточно для того, чтобы транзистор "не слушался" драйвера. Уменьшение этого сопротивления до 1 Ом практически полностью устраняет паразитное приоткрывание и уменьшает потери на ключе почти в 10 раз. [attachment=15687:attachment] Мне стало интересно, чем вызвана такая сильная зависимость. Оказалось все просто - не корректно заданы параметрвы "драйвера". Генератор формирует импульсы напряжения амплитудой всего 1В, а в параметрах ключа задано, что он полностью отрывается только при 1В (а полностью закрывается при 0). В результате даже малые изнанения напряжения на "затворе" сильно влияли на состояние ключа. Если воднять напряжение генератора до 5В, а порог полного открытия задать 3В, эффект приоткрывания практически не проявляется и при исходных 3.3 Омах по цепи "затвора".
  14. ЦитатаСчитаю, что для данного конкретного преобразователя демпфирование с помощью С14 вместо RCD вполне правомерно. Я тоже пока не вижу существенных минусов такой реализации. А вот по поводу емкости, мне кажется, что для такого трансформатора она вряд ли будет больше 500-1000 пФ.
  15. Поясните, пожалуйста, из каких соображений выбрана емкость С15 (именно ее перезаряд портит картину процесса включения). Если так моделируется паразитная емкость обмотки, то 10нФ для 18-вольтового трансформатора на частоте 300 кГц кажется мне очень много. Если это что-то иное, то поясните что.
  16. Цитата(Yuri Arkhipov @ Nov 28 2007, 11:54) Приложил свой вариант схемы. Выбросы удалось погасить с помощью конденсатора С14, демпфирующая RCD цепь не понадобилась. Выбросы убрались, но я бы не сказал, что режим работы удовлетворительный. При 25Вт нагрузки потери только в ключе составляют 7.5Вт. ИМХО - много (особенно, если учесть, что первичное напряжение 18В) И при включении ключа там все не слишком хорошо. [attachment=15670:attachment] Схема модели (чтобы понятно было о чем идет речь) [attachment=15672:attachment]
  17. ЦитатаУ реального транса, мне думается, он меньше. Выбросы совсем маленькие получились... Возможно. Хотя рассмотренный вариант соотношения вх/вых напряжения 24/5 позволяет сделать трансформатор с достаточно хорошей связью между обмотками. Тем не менее, влияние индуктивности рассеяния тоже интересно проследить. Следующую серию расчетов сделаю с разносй индуктивнстью рассеяния.
  18. Цитата(Mc_off @ Nov 28 2007, 09:53) Я так понял вы хотите три варианта по мощности и три варианта по напряжениям, т.е. всего 9 вариантов ? Это в идеале. Если искать специально для меня (и моделирования) - то не надо. В конце-концов я и сам могу это сделать. Тем более, что все равно придется искать их Spice-модели. Мне интереснее варианты ключа/диода, с которыми кто-то уже сталкивался на практике и знает их особенности (чтобы прокомментировать достоверность результатов моделирования)
  19. Mc_off, спасибо за примеры. Однако, хотелось бы готовых рекомендаций по элементной базе и для других случаев. Критерии выбора, в принципе, я знаю, но, откровенно говоря, лень лазить и искать - время на это много уйдет. В свое время (когда занимался проектированием) основные компоненты для использования в типовых случаях знал на зубок и справочниками не пользовался. А сейчас не знаю ничего. Однако предполагаю, что для тех, кто этим занимается сейчас, перечислить наиболее типично используемые компоненты труда не составит (а мне сильно съэкономит время).
  20. Цитата(Mc_off @ Nov 27 2007, 15:44) Да, интересно. Пока все промоделированное выше представляет сугубо теоретический интерес. Практических выводов из приведенных результатов моделирования делать нельзя, поскольку не учтены процессы в диоде. Сейчас он считается практически идеальным и явления, про которые писал Прохожий, здесь не наблюдаются. А учет неидеальности диода может изменить получаемые результаты кардинально. Поэтому я еще раз обращаюсь к уважаемому сообществу с просьбой выложить наименования пп-приборов, которые сейчас на практике используются в подобных схемах. Т.е. мне нужны пары транзистор-диод, которые наиболее часто испольщуются при перечисленных в начале топика случаях. Ну или хотя бы высоковольтную, низковольтную и "среднюю" пары.
  21. ЦитатаПри одинаковой скажности и частоте это приведет к изменению параметров трансформатора. Естественно. Я об этом сразу и написал: ЦитатаСхема - та же, что и раньше, но только добавлен токоизмерительный резистор и уменьшена индуктивность обмоток трансформатора. Ведь без изменения параметров трансформатора получить неперерывный режим при прежней частоте и прежней можности невозможно. Поэтому изменены индуктивности обмоток дросселя-трансформатора (или трансформатора флайбека - называйте его как угодно, хотя мое ИМХО прежнее - это впервую очередь дроссель, а лишь потом трансформатор) Индуктивности обмоток обозначены в явном виде на картинках со схемами моделей. Напряжение же в обоих случаях одинаково (5В) при нагрузке 1Ом. Я, кстати, потратил достаточно много времени, пока попал на режим, когда на выходе в установившемся режиме строго 5В, а режим токов - граничный. Продолжение. Посмотрим не граничный, а уже явно прерывистый режим (индуктивность первичной обмотки вдвое меньше граничного значения). Выходное напряжение по прежнему 5В (средний график, чтобы не было сомнений). [attachment=15626:attachment] Из-за роста амплитуды токов и напрядений имеем существенный рост динамическиз и статических потерь в ключе. Снаббер немного улучшает ситуацию, но не кардинально [attachment=15627:attachment]
  22. Цитата(wim @ Nov 26 2007, 16:35) Если интусофтовский входит в перечисленные, то вот здесь Бегло просмотрел доступные спайс-модели индуктивных компонентов - вообще не понял, как там гистререзистные явления моделируются. У меня сложилось впечатление, что сердечник моделируется безгистерезисной кривой, а потери "навешиваются" отдельно. Но могу и ошибаться - подробно не разбирался. А вот учет скин-эффекта там действительно есть. Начнем, наконец, сравнение работы флая в прерывистом и непрерывном режимах. Схема - та же, что и раньше, но только добавлен токоизмерительный резистор и уменьшена индуктивность обмоток трансформатора. Коэффициент заполнения - тот же, что и в модели с непрерывном режимом. Выходное напряжение такое же, как и раньше (5В). Сравнивается граничный режим и неперывный режим. [attachment=15606:attachment] Временные диаграммы токов и напряжений на силовом ключе в непрерывном и граничном режимах с паразитными емкостями, но без снаббера: [attachment=15607:attachment] Нижняя группа графиков - энергия, рассеивающаяся на силовом ключе. Из графиков вижно, что помех дает больше преобразователь в непрерывном режиме. Но потери в ключе существенно больше в преобразователе с прерывистом режимом. Фронты переключения преобразователя в прерывистом режиме имеют следующий вид [attachment=15608:attachment] С включением все прекрасно, а вот с выключением - не очень. Мгновенная мощность получается весьма значительная (около 500 ВА). Со снаббером эта мощность падает до приемлемых величин, а суммарные потери практически не возрастают [attachment=15610:attachment] Малиновый график - мгновенная мощность на ключе, зеленый - энергия, рассеиваемая на транзисторе, красный - суммарная энергия в транзисторе и снаббере. Получается, что при используемых в модели паразитных параметрах и быстрым выходном диоде потери в ключе в непрерывном режиме заметно меньше. В прикрепленном файле схема MicroCap и текстовый спайс-файл.
  23. Цитата(Mc_off @ Nov 26 2007, 09:25) Что я имею в виду: Вот например использование снаббера. В некоторых условиях его использование неоправданно. Приведу пример: я разрабатывал БП с входным напряжением до 250В, выходным - 5В и нагрузкой до 4Вт. Применение снабера отнимало до 0.5Вт мощности, т.е. ухудшало КПД на 10% ! Выбросы на силовом ключе были не более 600В в самых худших условиях. Достаточно было выбрать более высоковольтный транзистор с незначительным ухудшением сопротивления канала... Вчера как раз не успел вывести график, подтверждающий эти слова. [attachment=15596:attachment] Нижняя группа - графики потери энергии за два периода коммутации. Синий - это потери энергии в ключе без снаббера, зеленый - со снаббером, а красный - суммарные потери в ключе и снаббере. Получается, что даже в низковольтном и не очень маломощном преобразователе снаббер ухудшает КПД (хоть в приведенном примере моделирования весьма незначительно)
  24. Цитата(wim @ Nov 26 2007, 13:29) Intusoft утверждает, что их модель сердечника гораздо лучше модели Джилса-Аттертона, даже с доработками. Так я и не утвержраю обратное. Вот только вопрос - в каком из перечисленных симулаторов встроена эта модель и существует ли ее описание на языке Spice.
  25. ЦитатаКонструктивные особенности можно учесть в модели/Никто не спорит с тем, что создание Spice-модели, учитывающие реальные эффекты в какой-то конкретной конструкции трансформатора принципиально возможна. Речь идет о том, что в Micro-Cap (и, думаю, в других симуляторах общего применения) отсутствуют встроенные средства учета этих эффектов. Сомневаюсь, что кто-то из участников обсуждения возьмется за создание таких моделей хотя бы для наиболее широко применяемых конструкций трансформаторов (хотя, ИМХО, неплохая тема для докторской ). Тем более, что я видел, как коллеги пытались дорабатывать модель Джилса-Аттертона для учета изменения параметров с изменением частоты. В принципе, даже результаты были достигнуты вполне неплохие, но реализовать изменения модели только средствами языка Spice оказалось невозможно. Такое изменение модели могло бы быть выполнено только фирмой-разработчиком симулятора. Однако, за 15 лет с момента возникновения математической реализации такой доработки, успешно работающий на прототипе в Маткаде, в симуляторах она так и не появилась. ЦитатаПравда, сомневаюсь, что при таком рабочем токе ключа токи перезаряда этих емкостей что-то кардинально изменят. Попробовал изменить точку контроля тока. Форма тока на фронтах изменилась весьма существенно. Раньше фактически не учитывался ток перезаряда емкости сток-исток. [attachment=15584:attachment] Синий график - напрядение на ключе, красный - прежний график тока (фактически - ток через канал, а не ток стока), зеленый - ток стока. Но несмотря на эти весьма большие отличия в используемой модели активная рассеиваемая мощность на ключе практически не изменилась. [attachment=15585:attachment] Красный график (старый) к концу каждого периода практически совпадает по величине с новым (зеленым), хотя распределение мощностей в течение периода изменилось (и стало ИМХО не совсем правильным) При таком способе измерения учет мощности потерь, обусловленных перезарядом паразитной емкости СИ осуществляется на этапе заряда этой емкости, хотя физически эта энергия тратится при разряде. Поэтому мне кажется правильным приводить ток ключа "по новому", а потери в транзисторе "по старому", поскольку эти потери все-таки обусловлены активными потерями в сопротивлении канала.