Перейти к содержанию

    

rloc

Свой
  • Публикаций

    2 343
  • Зарегистрирован

  • Посещение

Репутация

0 Обычный

Информация о rloc

  • Звание
    Узкополосный широкополосник

Информация

  • Город
    Moscow

Посетители профиля

4 559 просмотров профиля
  1. Учитывая верхнюю границу частотного диапазона в 30 МГц, я бы предложил идею параллельного включения ОУ, как у Linear Technology (Application Note 21 July 1986): Или позже у Analog Devices (Paralleling Amplifiers Increases Output Drive): С одной стороны, некогерентное сложение шумов дает повышение чувствительности в sqrt(N) раз, с другой - уменьшается нагрузка на каждый усилитель, растет линейность (верхняя граница ДД). При разнице между собственным усилением и усилением ограниченным обратной связью более 30-40 дБ на частоте 30 МГц усилитель однозначно обойдет по линейности Нортоновский вариант, и по стабильности лучше будет.
  2. На низких частотах можно сделать смеситель с динамикой выше, чем у любого усилителя. В патентах Нортона нет упоминания ОУ. В других вариантах ДД поднимается за счет резистивных обратных связей, а это ведет к росту КШ.
  3. В первую очередь, LDO ставят для подавления низкочастотных помех от DC-DC, чтобы уменьшить размеры фильтрующих конденсаторов. Наибольший вклад в низкочастотный шум DC-DC преобразователя вносит фликкер-шум внутреннего RC-генератора со схемой PLL. Еще один красивый вариант - разработать свой DC-DC на основе ШИМ с кварцевой стабилизацией. Потом отфильтровать питание LC цепями. Схема компактная, места займет ненамного больше интегрального преобразователя.
  4. Малошумящих импульсных преобразователей с точки зрения RF не бывает. Есть такие, которые выполняют требования по ЭМС EN55022, за счет снижения пиков на частоте преобразования и гармониках. Но шумы как были, так и остаются, а при размазывании спектра поднимаются выше. У Vicor есть активные фильтры серии QuietPower на большие токи с пиковым детектором и выходом коррекции напряжения DC-DC. Блок схема: DC-DC + LC-фильтр на частоту преобразования + активный фильтр. Есть схемы с параллельной компенсацией: http://www.wenzel.com/documents/finesse.html Более красивое решение - стабилизировать ток в схеме Active Bias RF-усилителя, как это делается во всех операционных усилителях.
  5. Пульсации от частоты переключения DC-DC - не самое страшное зло, частота высокая, легко фильтровать малогабаритными LC-фильтрами. Что будет с шумами в низкочастотной области при такой модуляции? Есть микросхемы для таких целей, с VIOC (Voltage for Input-to-Output Control) для минимизации тепловыделения
  6. На компьютере остались записи измерения однопортовых S-параметров CoilCraft 1008HS 82нГн 2% на VNA PNA-X. Перевел в Z-параметры, взял мнимую часть и по известной формуле посчитал индуктивность. Вот как выглядели бы измерения на измерителе импеданса в зависимости от частоты (последовательное соединение R-L): Можно сделать небольшую поправку минус 5-6 нГн на индуктивность контактов торцевого разъема SMA, к которому припаивалась индуктивность (калибровка делается в плоскости соединения разъемов). По моим подсчетам, неучтенная межвитковая емкость получилась около 1.17 пФ, на фиксированной частоте вычислить ее невозможно. Для индуктивностей 0805 и 0603 межвитковая емкость будет больше + добротность ниже (тоньше провод) = погрешность измерения выше. Для моих задач точность измерения хуже 2% не устраивает, АЧХ фильтров рассыпается, с учетом использования фиксированных элементов, без подстройки. Сопротивление потерь (активная составляющая): P.S. Е7-12 - хороший точный прибор, работал с ним много. Но его точность - в повторяемости результатов.
  7. Измерение индуктивностей немного сложнее, чем конденсаторов - связано это с бОльшей величиной паразитных составляющих. Про скин-эффект вы правильно написали, еще необходимо добавить потери на излучение (или переотражение от экрана) и межвитковую емкость (или емкость между индуктивностью и экраном). Приведу пример. На работе есть LCR-измеритель Hioki IM3536 с базовой погрешностью 0.05%. При измерении чип-индуктивности формата 0805 с номиналом 100 нГн он показывает 120-130 нГн, при условии предварительной калибровки по методике SOL (Short-Open-Load). Если эту же индуктивность измерить на векторном анализаторе цепей и потом по S-параметрам сделать экстракцию параметров, то индуктивность получится 100 нГн +- 2 нГн. Возникает резонный вопрос: где базовая погрешность 0.05%? Ответ простой - прибор вычисляет индуктивность по эквивалентной схеме замещения из двух элементов - R и L, я же делал экстракцию параметров по схеме из трех элементов - R, L и С. После детального изучения вопроса, пришел к выводу, что для более-менее хорошей точности, измерения нужно проводить в диапазоне частот (не на фиксированной частоте), путем измерения комплексного сопротивления (действительная + мнимая часть), с последующей аппроксимацией к выбранной эквивалентной схеме. Формально я могу и на своем IM3536 вручную измерить комплексное сопротивление на нескольких частотах и потом посчитать в мат. программе, но весь процесс уж больно долгий и утомительный. Лучше взять приборы повыше классом, которые считают в автомате (у этой же фирмы есть, как и у других). В любом случае скалярные методы для измерения индуктивностей дают огромную погрешность - это к вопросу о преобразователях индуктивность-ток. Самый простой векторный измеритель сопротивления - AD5933 + добавить к нему измерение в нескольких частотных точках и аппроксимацию параметров по эквивалентной схеме замещения.
  8. Ввел в "Model Editor" ваши табличные значения получил такую модель: .MODEL pvt322 D + IS=28.901E-9 + N=3.7552 + RS=1.0000E-6 + IKF=999 + CJO=1.0000E-12 + M=.3333 + VJ=.75 + ISR=100.00E-12 + BV=100 + IBV=100.00E-6 + TT=5.0000E-9 После импорта в MWO: SDIODE 1 2 IS=2.8901e-008 N=3.7552 RS=1e-006 IKF=999 CJ0=1e-012 & M=0.3333 VJ=0.75 BV=100 IBV=0.0001 TT=5e-009 & ID="pvt322" DEF2P 1 2 "pvt322" Точек в области 0-0.9 В не хватает
  9. По-моемому 61 Fair Rite, из того что было быстро доступно. Нижнюю границу балуна без феррита рассчитали на 200 МГц.
  10. Делали коллеги, работает, ничего сложного нет, расчет с практикой хорошо совпадает. Ферриты использовали свои, за отсутствием нанокристаллина. arnous2017.pdf
  11. С древних времен в OrCAD есть "Model Editor", умеющий делать экстракцию параметров моделей по кривым.
  12. Палки относятся к уровню побочных составляющих. Ваш случай скорее относится к первой строчке - собственные побочные составляющие в диапазоне частот >10 МГц, аттенюатор = 0 дБ, вход заглушен нагрузкой 50 Ом. Формально производитель подстраховал себя уровнем -90 дБм, при типичном значении ниже на 20-30 дБ. Жаль, что никто не нормирует суммарную мощность, допустим в полосе 10/1/0.1 ... МГц. В чем-то вы правы. Если суммарная мощность побочных составляющих становится сравнима с суммарной мощностью DANL - это может быть предметом спора.
  13. Про щуп речь была, о входном 1 МОм на высоких частотах. Круг задач, описываемый автором, ближе к теме анализа цепей (5-е сообщение). Согласен, осциллограф слабо поможет в решении задач. Важнее знать не как искажается сигнал (набегает джиттер), а какая цепь и каким образом (скачки волнового сопротивления, зависимость фазового набега по частоте и запаздывание гармоник) оказывает влияние, локализация "плохого" кабеля, разъема, непропая микросхем.
  14. Производитель приводит графики зависимости входного сопротивления от частоты? Что даст глазковая диаграмма? "Да" или "нет"? Местоположение и насколько плохо (скачки волнового сопротивления) не покажет. Никогда не пользовался, бесполезная штука, нужна скорее для прохождения теста при сертификации по определенным методикам, но никак не для поиска проблемных участков. Глазковых диаграмм хватало тех, что встроены в гигабитные трансиверы современных ПЛИС. https://www.youtube.com/watch?v=uJ1HIbFNNls https://www.youtube.com/watch?v=cVa7feNRHk0 https://www.youtube.com/watch?v=uBHXkzk4lzk