cismoll

А где можно про это почитать? Может быть у вас есть под рукой статьи? Никак не найду ничего, где были бы даны точные цифры. Нашёл только одну публикацию, где по графикам можно оценить время переключения порядка 100 нс, что не так уж и мало. document.pdf

Да, это всё понятно, но, насколько мне известно, переключатели на транзисторах изобрели давным-давно, по крайней мере сильно раньше этих, заявленных как новые, переключателей, поэтому такое... смятение продажников выглядит странным. А, ну если так. Но High Power GaN HEMT по-моему вполне понятно, скромно и со вкусом 🙂 Это я, разумеется, не спорю с вами, просто первое, что приходит в голову, особенно после этой статьи: https://www.microwavejournal.com/articles/38329-the-use-of-gan-rf-switches-in-high-power-radio-design?page=2. Первые научные статьи на эту тему датируются 2012 годом. Но если это на самом деле HEMT, а не диоды и всюду просто врут про DC! Ну ладно. Я затеял эту тему на предмет того, что вдруг где изобрели какие-то особые pin-диоды или под этим понятием стали подразумевать что-то еще, похожее, но не очень. Но, видимо, тут просто у Pasternack плохая коммуникация между разработчиками и продажниками. И всё-таки удивительно, что вполне серьёзная фирма выдаёт такое.

Да, в том-то и дело, что каким широким ни сделаешь i-слой, всё равно, как верно было замечено выше: Я попробовал дальше пообщаться со службой поддержки, но, разумеется, более конкретные технические сведения они предоставлять не захотели. Таким образом, пока что это такой очень недешёвый кот в мешке. Либо pin-диодный, но не от DC. Либо транзисторный, но зачем указывать про диоды.

Ой, да, это я криво выразился. Конечно, могут и работают, так как с его помощью задаётся рабочая точка. Я имел в виду, что коммутировать постоянный ток pin-диодом это сама по себе абсурдная идея. Не говоря уже о том, что да: Кроме того, в даташите указана скорость переключения порядка 100 нс, что ограничивает снизу рабочую частоту величиной 5 МГц. И это как будто говорит в пользу вот такого предположения:

Здравствуйте. Наткнулся вот на такие GaN переключали, заявленные как pin-диодные: https://www.pasternack.com/pages/RF-Microwave-and-Millimeter-Wave-Products/gan-high-power-pin-diode-switches.html Производитель указывает рабочую полосу частот, начинающуюся от постоянного тока. Однако известно (по крайней мере я всегда так думал), что pin-диоды не могут работать на постоянном токе в силу особенностей структуры и необходимости использовать блокирующие конденсаторы в схеме, да и для низких частот до, условно, единиц МГц они в массе своей тоже не сильно подходят. Возникла мысль, что, возможно, это такой трюк, как в своё время делала Hittite, что под DC подразумевались какие-то низкие частоты, что-то вроде от 10 МГц. И в пастернаковских даташитах на графиках ГГц-шкала начинается с 0.0, что формально не несёт никакой информации о частотах с 0 до 99 МГц. Но при этом и служба поддержки подтверждает, что можно использовать хоть на постоянном токе, хоть на килогерцах, хоть как. Таким образом это больше похоже на HEMT GaN переключатели, такие, как описаны тут: https://www.microwavejournal.com/articles/38329-the-use-of-gan-rf-switches-in-high-power-radio-design?page=2 и тут: https://www.qorvo.com/products/p/TGS2355-SM Но зачем такому уважаемому производителю вводить людей в заблуждение. Да, не сильно принципиально, что там внутри... Но всё же любопытно. И поэтому вопрос в следующем: если это всё-таки pin-диоды, то может быть у уважаемых форумчан есть какие-то идеи, что они могут из себя представлять, как это может быть устроено внутри?

А какая топология фильтра и каким образом сужаете полосу? На мой взгляд, необычное поведение, если только при сужении не получается сильное рассогласование.

Точно, спасибо! Не знал, но забыл. 🙂

Здравствуйте, коллеги. Два часа ковыряюсь, не могу найти... Можно ли в CST производить математические операции над графиками? Предположим, с помощью постпроцессинга снял зависимость напряжённости магнитного поля в структуре от её диаметра -- H(d). Теперь мне надо сделать atan(1/(sqrt(H(d)-1))*. Вроде бы есть какие-то преобразования в шаблоне 0D or 1D Results from 1D result, но я совершенно уже не соображу, что там к чему. Заранее спасибо за помощь! *(пример взят с потолка)

Ну ручками или глазками 🙂 Он построит график зависимости добротности от проводимости, а вам останется выбрать величину, близкую к измеренной. Но, видимо, можно и оптимизатором. У меня всё получилось. В окне параметров материала Electrical Conductivity: sigma Потом значение сигма в качестве оптимизируемого параметра, цель -- добротность. У моего резонатора при sigma = 5.96e7 добротность 3500. В качестве цели задал 3000. Считает... По-моему тут проще свипом

CST, по-моему, позволяет параметризовать вообще всё, что имеет какое-то числовое значение 🙂 В свойствах материала задаёте параметр сигма и затем, наверное, правильнее будет сделать параметрик свип и посмотреть, при каком значении проводимости добротность будет похожа на ту, что вы измеряете: Потом желательно сделать вот такое: Чтобы получить график Q(sigma). Без этого CST коряво отображает зависимость.

Опция расчёта добротности включается в меню постпроцессинга: Или в последних версиях есть отдельная кнопка:

Это не про точность вычислений, а про оптимизатор сетки. Сетка будет загущаться до тех пор, пока значения S-параметров в текущей и предыдущей итерациях не будут отличаться по крайне мере на 2%.

Хоть вопрос был адресован не мне, но всё же: Рассуждение снова несколько не с той стороны. 1) Не S-параметры определяют амплитуды напряжений (или мощности) входящие и исходящие, а амплитуды (мощности), которые мы измерили на входах и выходах вольтметром, либо вычисляем по внутренним параметрам, зная структуру устройства, определяют S-параметры. 2) У нас есть система из 2 уравнений, в которой 4 неизвестных. Таким образом, если у вас устройство согласовано по выходу, то измеренное a2 = 0, это значит S22 = S12 = 0, и остаются S21 и S11: 2 неизвестных при 2 уравнениях, так что каждый из этих оставшихся параметров может быть определён однозначно. Хотя и при этом может быть получена зависимость S21(S11), поскольку для обоих амплитуда a1 общая, но легко можно убедиться, что она не имеет физического смысла. Их настоящая зависимость, "вхождение одно в другого" определяется теми самыми напряжениями, которые мы приняли за константы, то есть уже через внутренние параметры многополюсника, в общем смысле через т.н. обобщённые параметры, матрица ABCD, а также холостого хода и короткого замыкания. В книге Позара [1] есть пример расчёта S-параметров аттенюатора при согласованных входе и выходе: Попробуем сделать так, чтоб на входе было некоторое рассогласование, а выход был бы согласован. Этому соответствует схема, в которой R1 = 25, R2 = 141,8 и R3 = 1. Тогда S11 = 0,111 Принимаем V1 = 1 Для расчёта S21 используем не V1, как у Позара, а (V1 + S11). Получившееся значение S21 = 0,654 = -3,69 дБ. Что можно проверить в любом схемном симуляторе. Таким образом, действительно можно утверждать, что S11 входит в S21, но я бы предпочёл сказать, что не входит, а зависит от. И это подтверждает моё утверждение: Но аттенюатор простое устройство. В каких-нибудь фильтрах частот есть, скажем так, заведомая, сложная зависимость S11(S21) в полосе пропускания, которая при этом точно также определяется не через амплитуды волн, а через внутренние параметры. [1] Pozar D. M. Microwave engineering. – John wiley & sons, 2011.

По-моему, лучше понять, что такое S-параметры, поможет взгляд с другой стороны: Здесь сразу видна сложная взаимосвязь всех действующих на входах-выходах волн через S-параметры и становится очевидным, что если все они отличны от нуля, то не могут быть определены независимо друг от друга. Недостаток S-параметров заключается в том, что они описывают, показывают, иллюстрируют только внешнее поведение многополюсника и поэтому только и исключительно в их терминах не может быть дан ответ на вопрос, что куда входит и как друг от друга зависит. Это лишь взгляд со стороны на один предмет с разных сторон. Отсюда ясно, почему аппарат S-параметров не сильно популярен в литературе. Другое дело, как ими пользуются при проектировании. Здесь это действительно удобный инструмент, который помогает ориентироваться в том, как энергия будет проходить по тракту, что с ней будет происходить - уровень сигнала проходящего прямо, ответвлённого, отражённого, взаимные влияния, и какие меры могут быть предприняты в тех или иных случаях. То есть тогда, когда внутреннее убранство узлов не особенно интересно. Так же и разработчик отдельного узла (фильтра, аттенюатора, ответвителя и т.д.) предъявляет заказчику S-параметры, по которым тот уже может судить о том, насколько узел вписывается в тракт и рассчитать так называемый loss budget.

Нет, это не вносит путаницу. Путаницу вносит то, что прибор измеряет в дБм, а не в дБ 🙂 И да и нет. S11 действительно характеризует мощность, отражённую от, как говорится, входных зажимов 4-полюсника. Это "да". "Нет" заключается в том, что чёрный ящик это вещь в себе и потому мы не знаем, что там происходит с отражениями и переотражениями. Он может представлять из себя направленный ответвитель, у которого все плечи, кроме развязанного, нагружены на согласованные нагрузки, и тогда у вас и S11 "нулевой", и S21 "бесконечный". ...а по пути назад отражаться от тех же самых разъёмов, но в направлении к нагрузке. И тут да: полностью согласен. Всё нутро, включая разъём, который является неотъемлемой частью 4-полюсника (на мой взгляд) определяет входное сопротивление устройства, его сложную частотную зависимость Zin(f). И вот поэтому, по формуле \(S_{11}(f) = \frac{Z_{in}(f)-Z_0}{Z_{in}(f)+Z_0}\), S11 и знает сразу, на входе, сколько мощности на какой частоте ему отправить назад 🙂 Нет, не "хочу" и "не хочу", а есть определения, которые были даны выше -- при тех условиях, при которых один параметр можно считать независимым от других. Но на практике, конечно, такого не бывает. Ничего ни во что не входит, но все вместе эти параметры взаимосвязаны, поскольку описывают один и тот же объект. Я пока что, честно говоря, не могу представить задачу, в которой было бы принципиально важно, "входит ли S11 в S21 или нет" 🙂

Нет, он будет только численно равен минус 20 логарифмам десятичным от S21. Сами по себе эти параметры -- безразмерные величины. S11 говорит лишь о том, какая часть энергии не попала внутрь устройства. Поэтому исключить нужно не влияние S11, а того, что приводит к его отличию от нуля. S21 же будет отсчитываться от того уровня напряжения, который падает на сопротивлении генератора R1 при учёте его отличия от входного сопротивления устройства. На практике достичь нулевых потерь на отражение невозможно, поэтому всегда при разработке даётся требование на предельно допустимое их значение. Обычно оно не превышает единиц процентов. В общем: Верное замечание. Они не входят друг в друга, а являются связанными.

Прошу прощения, до сих пор не могу совладать с клавиатурой рабочего ноутбука, поэтому всё отправилось раньше, чем я закончил мысль. Поэтому -- потому что это разные коэффициенты, характеризующие разные вещи: S21 -- показывает отличие амплитуд (мощностей) на зажимах 1 и 2 четырёхполюсника. S11 -- отличие входного сопротивления четырёхполюсника от внутреннего сопротивления генератора. Таким образом, S21 это сколько потерялось внутри 4-полюсника, S11 -- сколько не попало внутрь. Обычно, традиционно, на практике добиваются, чтобы S11 был близок к нулю, поэтому под потерями подразумевается только то, что потерялось внутри.

1) Мощность на выходе будет численно равна S21. Строго говоря не S21, а -20 lg(S21) 2) В том числе. В общем случае это т.н. рабочий коэффициент передачи напряжения: \(S_{21} = 2\sqrt{\frac{R_2}{R_1}} \frac{E_g}{E_L}\) где R2 - сопротивление нагрузки, R1 - сопротивление генератора, Eg - напряжение генератора, EL - напряжение на нагрузке. 3) Поэтому нет, не включают.

Коллеги, знает ли кто-нибудь к способ, каким можно в AWR MWO получить ЛЧМ-сигнал для работы с ним в Transient Analysis? Насколько я понимаю, можно задать таковой сигнал в VSS, записать его в файл и потом извлечь уже с помощью специального порта в схематике AWR. Но у меня при нормальном ЛЧМ в VSS получается всё равно синус (в лучшем случае) в AWR. Есть, по-видимому, вещи, которые я не учитываю, чтобы передача сигнала из одного проекта в другой проходила корректно. И может быть есть еще какие-то методы? Copy of Chirp_Radar_System.emp

Я всегда писал: "соберите измерительную установку в соответствии со схемой, приведённой на рисунке ..." Рабочее место -- участок, на котором предполагается, что измерительная установка будет собрана. По правилам русского языка написать "собрать рабочее место..." вполне допустимо, называется метонимия, и в случае адекватного нормоконтроля не должно вызывать вопросов. Тем не менее, на время испытаний/настройки всё изображённое на схеме становится единой конструкцией, и если в лаборатории достаточно приборов и/или они для этого изделия используется часто, то вполне может существовать годами в сборке и этому всему даже, если не ошибаюсь, может быть дано внутреннее название и присвоен внутренний номер. А как же микросхемы? Это же не листы А4 и А3 в масштабе 1:100000. Таким образом можно и до Батая с Делёзом и Бодрийяром дойти 🙂 В конце-концов можно написать и "измерительное оборудование, перечисленное в таблице ..., разместите на подходящем [по площади, не занятом] рабочем месте, оборудованном согласно п... настоящей инструкции [розетки, вытяжка и т.д.], соедините между собой проводами, перечисленными в таблице ... по схеме, приведённой на рисунке ..." -- или в еще более формальном виде. Вообще это не лишено здравого смысла, потому что очень часто встречаются настройщики, которые не понимают очевидных с точки зрения разработчика вещей.

А как же всё-таки создать ЛЧМ? Пока что создаётся впечатление, что средствами AWR никак, но может быть кто-нибудь знает способ, Буду очень признателен за помощь.

Да есть вроде: https://www.ttm.com/en/solutions/rfs-components/xinger-components/90-degree-hybrid-couplers Как минимум четыре штуки с диапазоном, включающим 500 МГц. Другое дело, можно ли их купить в России.

Плавную перестройку фазы обеспечивают варакторные ФВ с квадратурными ответвителями, можно попробовать с ними: 200319B.pdf

Да вииидно же. По маркеру хотя бы. Но понятно, что это всё вообще никаким образом не будет играть роли в изготовленном фильтре.

Особенность в том, что при широких полосах пропускания начинает играть роль частотная зависимость сопротивлений ёмкостей связи, поэтому её надо учитывать по методу Кона. Разница в результатах происходит оттого, что по формуле 8.11.39 центральная частота f0' оказывается смещённой вниз из центра между f1 и f2. Чтобы это скомпенсировать, по-видимому iFilter вычисляет смещение df = f0-f0', и рассчитывает номиналы для f1+df и f2+df, чтобы попасть в заданную в меню частоту f0. Может так, а может и другим способом, который даёт меньшее, чем у Кона отклонение от желаемой f0. Вот для сравнения частотные характеристики для полосы 100 МГц iFilter и Кон, где видно разницу на примерно 5 МГц у Кона, и 2 МГц у iFilter, что говорит в пользу второго предположения: Вот попытка настроить фильтр Кона на ту же частоту, на которую рассчитывает iFilter с помощью задания заведомо чуть смещённых вверх f1 и f2. Видно, что характеристики разные, но и номиналы там также отличаются: Вот попытка настроить оба фильтра на 800 МГц, задавая чуть смещённые вверх частоты в Коне и в iFilter: Но все эти отличия -- мизер неловленный, который с лихвой укладывается в допуски на номиналы. Более широкие полосы уже по-видимому не имеют смысла, так как избирательность справа очень сильно падает.