Jump to content

    

Sergey Beltchicov

Участник
  • Content Count

    280
  • Joined

  • Last visited

Everything posted by Sergey Beltchicov


  1. Измерить 90дБ подавления по продуктам интермодуляции вполне реально. Просто нужно быть достаточно внимательным. Нужно убедиться, что Ваши генераторы могут генерировать двухтональный сигнал с таким уровнем искажений. Например, генераторы Anritsu не могут обеспечивать сигнал даже -80дБ в режиме АРМ (его надо принудительно отключать) даже при нормальной развязке каналов. Аджиленты E4438C/E8257D могут обеспечить -90дБ. Насчет более новых Кисайтов и R&S не скажу – не проверял. Нужно взять хороший вилкинсоновский сумматор с изоляцией каналов не менее 20дБ. С его помощью подать на вход анализатора спектра двухтональный сигнал с генераторов и посмотреть уровень откликов IM3 без DUT. Генераторы E4438C при уровне до +10дБм и хорошем сумматоре будут точно обеспечивать -90дБ по IM3 даже в режиме АРМ (который можно при необходимости отключить). Дальше нужно смотреть анализатор спектра. Потому что камнем преткновения, скорее всего, является именно он. Keysight N9030A/B не способен измерить IM3 90 дБ. Будет показывать максимальную цифру в районе 85дБ. FSW способен. Здесь можете глянуть реальные картинки. www.elvira.ru/ru/sk4-belan-240m-400m-real-measurements-pictures/ Далее, чтобы получить максимальную динамику от анализатора, Вы должны опорный уровень сделать примерно равным уровню двухтонального сигнала. Если Вы делаете опорный уровень существенно ниже (как на картинке в Вашем первом сообщении), то АЦП анализатора работает существенно ниже полной шкалы и у него могут сильно возрасти собственные IM3. Особенно этим грешили АЦП от ADI. Линеаровские были раньше на голову лучше в этом отношении. Поэтому сначала Вы эмпирически в отсутствии DUT определяете оптимум по мощности входного двухтонального сигнала, при котором анализатор показывает минимальные искажения. Сначала на генераторах ставим -30дБм, потом -20дБм и т.д. (подстраивая опорный уровень анализатора под уровень двухтонального сигнала), пока не дойдем до +6дБм (в этом случае выход после сумматора будет примерно +2дБм) и ищем таким образом оптимум анализатора. Например, этим оптимумом будет уровень -20дБм. А Вам нужно произвести измерение при уровне +2дБм. В этом случае добавляете внешние пассивные аттенюаторы после выхода сумматора, пока не приведете мощность +2дБм к -20дБм. Аттенюаторы используем внешние принципиально, чтобы не менялся КУ в тракте ПЧ анализатора (при изменении КУ, если будете щелкать встроенный аттенюатор анализатора, оптимум опять может уплыть). Теперь Вы убедились, что тестовые генераторы и анализатор работают с минимальными искажениями. Значит, можно вставлять DUT и дальше уже ковырять его. LTC6430 обеспечивает искажения по даташиту (это проверено), но надо быть внимательным к мелочам: правильно его симметрировать, экранировать и тд. Но как я уже написал, сначала нужно разобраться с измерительным оборудованием. При этом надо помнить, что для того чтобы измерить уровень -90дБ с какой-то гарантированной погрешностью (например, 1дБ), измерительный стенд должен иметь собственные искажения ниже на 10дБ (т.е. под -100дБ). Косвенным признаком, что искажения DUT приближаются к искажениям измерительной системы будет несимметричный уровень откликов IM3 (когда отклики DUT и системы могут вычитаться в противофазе). Когда собственные искажения системы существенно ниже, уровень откликов IM3 обычно имеет симметричный вид.
  2. AD в своей статье говорят об увеличении SNR и об эквивалентном уменьшении noise power (то есть спектральной плотности мощности шума). Сами их формулы если вы их внимательно посмотрите, это формулы SNR. SNR это не коэффициент шума. КШ это отношение двух SNRов. Мощность шума это также не есть коэффициент шума. Как связаны мощность шума и SNR с коэффициентом шума я написал. Можете, конечно, не соглашаться. что касается параллельных усилителей, то мы такие делаем на СВЧ (на 4, на 8 каналов). например: www.elvira.ru/data/MICROWAVE_MODULES/MICROWAVE_AMPLIFIERS/ECLPNMPA24-0315/ECLPNMPA24-03-15_MW_LOW_PHASE_NOSIE_AMPLIFIER_3-15GHz_RUS.pdf Включение нескольких чипов параллельно действительно даёт выигрыш по фазовым шумам или в SNR (~3дБ на каждое удвоение) и обычно одновременно ухудшает малосигнальный коэффициент шума (из-за потерь устройств суммирования).
  3. Не претендуя на истину в последней инстанции, рискну изложить свои соображения. Из теории измерения коэффициента шума известно, что: F = SNRi/SNRo, где F – коэффициент шума в линейном виде, SNRi – соотношение сигнал-шум на входе в устройство, SNRo – соотношение сигнал-шум на выходе устройства. Под NF обычно подразумевают 10lgF. То есть коэффициент шума – это не SNR, а отношение SNR-ов. Выражение F = SNRi/SNRo можно переписать в следующем виде: F = (kTB*G + Na)/kTB*G или F = 1 +Na/kTB*G (1) Где kTB – спектральная плотность мощности теплового шума (-174dBm/Hz при T=290K), G – коэффициент передачи устройства, Na – дополнительная спектральная плотность мощности шума (в dBm/Hz), генерируемая устройством. Усилитель, который имеет шум 1нВ/sqrtHz, генерирует мощность шума на уровне -167dBm/Hz. Если коэффициент передачи такого устройства по мощности 10дБ (для простоты счета), то по выражению (1) можно оценить, что его коэффициент шума составит: F=1+1/2=1,5 или 1.76 дБ На интуитивном уровне очевидно, что при оценке коэффициента шума мы к единице добавляем соотношение мощности шума, генерируемой устройством, к усиленной мощности теплового шума. Даже если мощность шума устройства будет в 10 раз ниже усиленного тепла, то мы получим коэффициент шума в 1.1 или 0,41 дБ в логарифмическом виде. Поэтому КШ всегда больше 1 в разах или 0дБ. Что произойдет, если мы включим усилители параллельно? Мощность шума Na, если следовать логике из статьи Analog Devices, снизится в два раза при том же уровне сигнала (или, другими словами, мощность сигнала повысится в четыре раза, при том что мощность некогенертного шума увеличится всего в два). Однако при этом и коэффициент передачи усилителя G должен уменьшиться на величину потерь суммирующих устройств. При потерях в суммирующих устройствах в 3дБ коэффициент шума по выражению (1) вроде как не изменится. А вот если он будет больше 3дБ (что, кстати, вполне реалистичный сценарий), то коэффициент шума ухудшится. Что имеет в виду представитель Analog Devices, говоря, что SNR при параллельном включении можно улучшить? Он, вероятно, имеет в виду, что увеличится сквозная динамика усилителя – отношение мощности шума на его выходе к мощности сигнала (фактически его фазовый шум). Эту сквозную динамику в одной боковой полосе можно записать как: L (Fm) = kT*G*F (1+Fc/Fm)/2 Pin*G, где Fm – частота отстройки, Fc – фликкерная граница усилителя, Pin – мощность на входе в усилитель. Поскольку нас в данном случае не интересуют ближние отстройки, опустим слагаемое Fc/Fm и с учетом (1) перепишем выражение так: L = kT*G(1+Na/kT*G)/2 Pin*G или L = (kT*G +Na)/2 Pin *G (2) Предположим, что мы включили два усилителя параллельно, при этом общие потери на сумматорах у нас 3дБ (2 раза по мощности). Тогда Lpar = 2(kT*G/2 +2*Na)/2 Pin*4*G или Lpar = (kT*G +4Na)/2 Pin*4*G (3) Сравниваем (2) и (3) и видим, что (3) или фазовый шум при параллельном включении будет меньше. Если где напутал, поправьте...
  4. Это зависит от конкретных требований и личных предпочтений. Для универсальных или сложных задач есть, например, LTC6950, там делители от 1 до 63. А для простеньких, может быть, хватит и ADF-ки.
  5. Двумя последними слагаемыми при ширине петли 50-100кГц (пмсм) можно пренебречь. Не стоит пренебрегать шумами делителя. В упрощенном виде можно считать, что 20lgN добавятся к 10lg (Фpfd + Фdiv+Фref). На примере целочисленного HMC698 мы видим, что сумма шумов делителя и фазового детектора на отстройке 100 Гц будет в лучшем случае около -145дБн/Гц. Опора с шумом в -140дБн/Гц в этом случае в сумме даст цифру порядка -138,8дБн/Гц (к которой будет добавляться 20lgN). Если ЧФД и делитель хуже (используется дробный), петлевой шум будет выше. Поэтому в однопетлевом синтезе на сверхмалошумящую опору закладываться не слишком целесообразно. А в офсетном и прямом данная отстройка проблем не вызывает.
  6. Мы работаем либо с прямым синтезом, либо с косвенными оффсетными схемами с малошумящими ЧФД (типа HMC3716). В этих случаях деградации шума на отстройке 100 Гц я никогда не видел (в качестве примера прилагаю картинку). Если же Вы хотите запользовать косвенный синтез с делением в петле на базе интегральной микросхемы синтеза, Вам нужно смотреть шумовые параметры этой микросхемы по даташиту. А еще лучше их предварительно протестировать с опорником, который эти -140дБн/Гц@100Гц имеет. Правда, обычно если уж берут дорогой малошумящий опорник, стараются его запрячь либо в прямой синтез, либо в оффсетную структуру.
  7. Шумы ниже -140 дБн/Гц при отстройке 100 Гц зависят, в основном, от используемого резонатора и достигаются отбором лучших резонаторов из партии. Из нашего субъективного опыта: из партии в 30 резонаторов обозначенные шумы -140@100Гц могут продемонстрировать от силы 5-6. Поэтому даже для самых лучших резонаторов производители редко решаются нормировать что-то ниже, чем -137...-135. В своих спектроанализаторах мы используем резонаторы Magic Crystal, также закупили на пробу партию морионовских резонаторов, но пока не знаю, что они покажут. Обычно у кварцевых соток (даже самых малошумящих) не самая лучшая температурная и долговоременная стабильность частоты, а также они проигрывают по шумам хорошим генераторам на 10 МГц на отстройках 10 Гц и ниже. Поэтому обычно в системе желательно (или обязательно) иметь привязку к 10 МГц. Следовательно, сотку обычно фапчуют от десятки. Ширина петли будет зависеть от пересечения шумовых кривых обоих генераторов. Но обычно она находится в диапазоне отстроек от 20 Гц до 200 Гц. Даже при узкой петле может иметь место некоторая деградация шумов сотки на отстройке 100 Гц (см. приложенную картинку, где показана сотка free-run vs. сотка с ФАПЧ - наш опорник в анализаторе). Что касается подъема сотки в C или Х диапазон в прямом или оффсетном косвенном синтезе, то на отстройке 100 Гц надо сильно постараться, чтобы проиграть шумы (пмсм). То есть, если удалось получить -140дБн/Гц@100Гц@100МГц, то эти шумы при умножении растут строго по закону 20lgN и превращаются в -100 дБн/Гц@100Гц@10ГГц без каких-либо ухищрений. Вот шумы ниже -175дБн/Гц@10кГц@100МГц поднимать несколько сложнее, но тоже вполне реально.
  8. Давайте предположим (пока просто предположим, не вдаваясь в особенности реализации), что у меня есть синтезатор типа DDS, который способен в относительно узкой полосе (порядка 100 МГц) обеспечивать любой практически малый шаг (0.000001 Гц) с приемлемыми спурами (-100...-90 дБ). Имея микросхему ЧФД с целочисленными делителями на борту, я могу захватить ГУН 10-20 ГГц, используя опору со сравнительно узкой полосой перестройки. Например, 909,0909...991,7355 МГц при целочисленных коэффициентах деления, начиная с 11 и до 21. При этом по мере роста к-та деления, используемый диапазон опоры будет сужаться (спуров будет меньше). Что будет с шумами? Они вырастут на величину от 20,82 до 26,44 дБ относительно аддитивных шумов опоры, ЧФД и делителей. Если взять вполне реалистичную цифру в -145дБ/Гц (сумма всех петлевых шумов), мы получим около -124дБ/Гц на частоте 10 ГГц. Что будет со спурами? Они тоже вырастут на 26,44 дБ максимум (на 20 ГГц), но если изначальные спуры были -100дБ, то в петле мы получим вполне приемлемую цифру в -73дБ. А за петлей все будет еще лучше. Что будет со скоростью? Поскольку у нас нет необходимости в предустановке частоты (как в оффсетных схемах), скорость будет высокая - единицы микросекунд. Что будет с частотным шагом? Он увеличится максимум в 21 раз, но все равно останется меньше 0,001 Гц.
  9. Я намекаю на то, что Вы иногда склонны игнорировать контраргументы или доводы, не укладывающиеся в Вашу концепцию. Не сердитесь. Длительность импульсов для сравнения? Вероятно, десятки пикосекунд. Посмотрите на досуге, кстати, линейку высокоскоростной логики от ADI типа HMC851/HMC853. Там тоже временные характеристики достаточно серьезные. То есть теоретически можно собрать и еще более высокоскоростной ЧФД на дискретных элементах. Но зачем? Сама по себе частота сравнения в 8 ГГц, с моей точки зрения, для традиционных задач вряд ли может быть использована. Потому как повышение частоты сравнения при целочисленном делении эквивалентно расширению полосы частот опорного сигнала, что почти всегда нежелательно. Ведь обычно в косвенном целочисленном синтезе мы хотим затянуть диапазон октавного широкополосного управляемого генератора (ГУН) в существенно более узкую полосу частот опоры через деление. А вот FOM <-240 дБ/Гц (<-150дБ/Гц для частоты 1 ГГц) это, по-моему, куда более ценное улучшение характеристик ЧФД. Это не я приговорил. Вы сами так и не воплотили свою идею в жизнь. К сожалению. Надо было доводить до ума Ваш прототип на рассыпухе. Получать хороший шум и спуры - соответствующие Вашим теоретическим расчетам. Ведь именно те слабые параметры, которые Вы получили в прототипе на дискретных элементах, и стали приговором для реализации PDS в интегральном виде. Хотя они, может быть, не отражают в полной мере его потенциала. Но для потенциального инвестора слабые показатели прототипа - это лишний повод задуматься о рисках и поставить крест на таком проекте. Нормальная статья. В ней нет оценки достижимых шумов и скорости, но, наверное, это и не входит в предмет рассмотрения статьи, поскольку все внимание посвящено улучшению спектральной чистоты (снижению ПСС). Вы пишете эти исследования по чьему-то заданию? Просто Вы целиком сфокусированы на улучшении параметров фракционального синтезатора в интегральном исполнении, в качестве конкурентных альтернатив рассматриваете опять-таки интегральные DDS и Fractional-PLL чипы. То есть вас интересуют синтезаторы только как микросхемы? Просто есть ведь варианты, когда однопетлевой целочисленный синтезатор, построенный на дискретных (коммерчески доступных) элементах (ПЛИС+ЦАП+ЧФД с делителями + ГУН), будет иметь лучшее быстродействие, спектральную чистоту и шумы. Это будет, правда, не микросхема, а плата.
  10. Это как раз совершенно понятно:) Первая причина банальна: это коммерчески невыгодно для Analog Devices. Представьте: потребности рынка дешевых и простых синтезаторов Analog Devices удовлетворяет микросхемами интегральных PLL-синтезаторов сравнительно невысокого качества и за это получает свои деньги. Для рынка более серьезных синтезаторов ADI предлагает уже целый ряд микросхем: ЧФД, делители, ГУНы, ЦАПы. И получает деньги, обратите внимание, за каждый тип номенклатуры. Допустим, они сделают крутой чип, объединяющий весь требуемый функционал и имеющий более высокие характеристики, чем отдельные микросхемы. Тогда часть их востребованной номенклатуры просто отвалится. Это означает убивать спрос на свои же и так успешные изделия. А вторая причина заключается в том, что в интегральном чипе характеристики часто оказываются хуже, чем у решения, состоящего из отдельных компонентов. Например, из-за проблем, связанных с ЭМС. Кстати, у вашего PDS имеется тот же камень преткновения. Если он не может быть успешно реализован на дискретных ЦАП+ПЛИС+ГУН, значит, он тем более не может быть успешно реализован в интегральном виде (о чем Вам также неоднократно писали). P.S. И обратите внимание, что, комментируя мой пост, Вы в своем стиле ставите восклицательный знак после частоты 1,3ГГц и при этом игнорируете мое упоминание еще более современного чипа, у которого частота сравнения вообще 8ГГц и который имеет FOM минимум на 10 дБ лучше, чем лучшие чипы ADI.
  11. Основная проблема Виталия заключается в том, что он ну совсем не следит за развитием современной элементной базы. Его представления о частотно-фазовых детекторах соответствуют уровню примерно середины 2000-х (то есть уровню 15-летней давности). И поэтому он упрямо твердит о частотах сравнения в 50-100 МГц, несмотря на то, что на этом форуме ему уже десятки раз называли ЧФД, работающие на гигагерцовых частотах. Ну забывает человек хронически о том, что ему для его теории PDS невыгодно слышать. Виталий, еще раз обратите внимание, что есть такие микросхемы, как HMC3716, HMC4069, HMC698 у которых частоты сравнения 1,3ГГц. Некоторые из них выпускаются и используются более 10 лет. Уже года четыре на рынке есть PFD1K с частотой сравнения 8 ГГц с делителями на борту. Есть отдельные целочисленные делители до 40 ГГц, имеющие любой целочисленный коэффициент деления от 1 до 127. Это означает, что в простой однопетлевой схеме в октаве 10-20 ГГц сейчас уже можно иметь скорости переключения в единицы микросекунд, а шумы под -125дБ/Гц (отстройка 10кГц) или даже ниже. Развитие технологии ЦАП позволяет уже сейчас формировать в связке ПЛИС+ЦАП чистый сигнал DDS в пределах Fclk/6. То есть для AD9162 это до 1 гигагерца. "Чистый" значит со спурами не выше -90дБ. Если брать узкие куски по 90-110 МГц между "битыми" частотами Fclk/N, то можно найти участки со спурами не выше -110дБ (вплоть до Найквиста). Таким образом, имея качественный DDS (не интегральный, ясное дело, а ПЛИС +ЦАП) и современный высокочастотный фазовый детектор можно c ГУН перекрывать октаву 10-20 ГГц имея диапазон опоры (частоты сравнения) 909,09 - 991,74 МГц и свипируя коэффициенты деления в петле от 11 до 20 (или 1000-1100 МГц при делении 10-20 и тд.). Спуры в петле при этом на частоте 10 ГГц можно легко иметь на уровне -80дБ, шумы -125дБ/Гц, скорость переключения в единицы микросекунд. Если нужна скорость переключения еще выше (сотни наносекунд), можно использовать современные ПЛИС+ЦАП и прямое октавное умножение DDS (как делает тот же Keysight) или дробное умножение спредерами по Баринову. Короче говоря, сейчас уже нет рынка под какие-то PDS: дешевые синтезаторы реализуются в готовых микросхемах синтезаторов, более качественные синтезаторы (однопетлевые) реализуются на ПЛИС+ЦАП+ЧФД+ГУН в рамках компактных плат, прямые синтезаторы с крутыми характеристиками реализуются в рамках модулей форм-фактора примерно лист A4 или меньше. Оффсетные многокольцевые схемы сейчас, кстати, тоже потихоньку уходят на второй план. Зачем нужен PDS тому же ADI? Конкурировать со своими же вполне коммерчески успешными микросхемами? Ответ очевиден. Эта ветка возможного развития синтезаторостроения (PDS) имела потенциал лет 15 назад. Но так получилось , что она отмерла, так и не превратившись в реальную технологию. И уже не превратится, потому как коммерческого смысла в ней сейчас уже нет.
  12. В собранном приборе уже посмотрим от 0 до +55. Все ключевые узлы термостатированы, так что в указанном диапазоне все будет нормально.
  13. Пара картиник для набирающей популярность рубрики "проба пера". 9,9 ГГц сапфир, привязанный к 10МГц/100МГц OCXO. На первой картинке захват только от сотки. На второй картинке сотка зацеплена за ГК360ТС (ГК341 пока в пути). Шумы пока стремные (можно улучшить примерно на 6-8 дБ на всех отстройках после 10 Гц), петли еще пока уродливые... Но как же приятно наблюдать уход частоты в +/-1 Герц за сутки вместо традиционной сапфировой болтанки в 500кГц на градус. Синий график на E4440A - сутки назад, желтый сейчас
  14. Брутально. Аплодирую:) Вы свои девайсы продаете или клепаете для внутреннего потребления онли? P.S. На малых отстройках красный график выше зеленого на величину, меньше 20logN (отстройка 10 Гц приращение всего 10 дБ). Как Вы это объясняете? Во время измерения красного сотка прогрелась и ее шумы в ближней зоне сели?
  15. Cтабилизация ГУН при помощи КСС с умножением до частоты DR (как CSO на 40GHz у Hati и Нельсона)? Или это продукт регенеративного деления автогенератора на DR?
  16. Мне всегда нравятся конкретные картинки (в отличие от неиллюстрированной "концептуальщины"). Тем более такие, когда уже близко к kT. Если это ПАВ, то на 10кГц соответствует уровню Раконовских или Бариновских изделий, то есть на уровне лучших из лучших. Раз уж сказали "а", то разрешите несколько вопросов: 1) Это ПАВ или нет? 2) В районе 300 Гц это петля? Если да, то почему такая узкая? У кварцевой сотки отстройка 1 кГц обычно лучше. 3) Что за подъем в зоне 1 МГц+? Можете показать зону отстроек 1-10 МГц? FSWP ее не хочет измерять в режиме по умолчанию. В последнее время в этой зоне регулярно приходится бороться с артефактами на уровне -165...160дБ. 4) Почему низкий уровень сигнала? Интересно было бы взглянуть на сигнал после усиления (то есть всегда интересно, какими именно девайсами поднимать обозначенный уровень шума).
  17. Да, здравая идея. Из теории сложения нескольких источников для продавливания шума можно ожидать выигрыш в 3дБ для каждой пары. Если сложить 8 штук из имеющихся в наличии, то вроде как будет выигрыш в 9 дБ. На практике, правда, 2-3дБ потеряются из-за разбега фаз. Реалистичная цифра, наверное, будет 6-7дБ. То есть около -167...166 дБ/Гц на 1ГГц. Не знаете, у LTC6953 нет фликкерных подъемов в зоне 10кГц (как у HMC794)? И диапазон входных частот маловат... HMC862A в дифференциальном включении. Любопытные доклады
  18. В продолжение дискуссии полугодовой давности хотел показать, что удалось в итоге вытащить из доступных цифровых делителей. Показан результат деления 10144 МГц на 2, 4 и 8. Лучше пока не получается...
  19. Ну да, конечно. Наверное, это Алексей производил все измерения с резонатором, а не авторы статьи:) А если интересно перейти от пустопорожних рассуждений к практике, то резонатор настраивается следующим образом. Выполняются два измерения. Первое: зондирующий сигнал с порта 1 VNA подается в точку схемы, которая впоследствии подключается к выходу резонатора, при этом выход резонатора подключается к порту 2 VNA (приемнику). При этом уровни мощности VNA должны соответствовать тем, которые будут в режиме генерации, чтобы мощность, падающая в резонатор была, как в режиме генерации. Мы знаем, какую мощность зондирования VNA выставить, потому что мощность, падающая в резонатор в режиме генерации, нам известна. Известна она нам на том основании, что мы знаем параметры пассивного ответвителя, а саму мощность на выходе автогенератора мы можем измерить анализатором спектра. Таким образом настраивается полоса резонатора на проход и обеспечивается выполнение баланса амплитуд и фаз. Зондирующий сигнал проходит через все кольцо ПОС и добротность, измеренная таким образом является нагруженной. Далее настраивается подавление. Второе измерение. Сигнал с порта 1 VNA подается в ту же точку, проходит через все кольцо ПОС до входа в резонатор, отражается от резонатора, проходит через циркулятор и МШУ и попадает в порт 2 VNA в точке входа в фазовый детектор. При этом максимум подавления в дБ относительно несущей мы определяем аналитически, исходя из уровня мощности, закачиваемого в резонатор, реального измерения мощности на входе в ФД и известных (предварительно измеренных) параметров циркулятора и МШУ. Впоследствии в режиме генерации подавление перепроверяется на вспомогательном разъеме анализатором спектра. После второго измерения мы снова переходим к первому и уточняем параметры нашего кольца на проход. Алексей, я уже три года не видел от тебя реальных изделий/измерений. Все рассуждения, рассуждения и еще раз рассуждения. Когда уже можно будет уделить внимание практическим задачам?
  20. Давайте оттолкнемся просто от здравого смысла. Из теории измерения коэффициента шума мы знаем следующее. Когда мы вешаем на вход усилителя нагрузку 50 Ом с шумом kT (-174дБм/Гц), то на его выходе мы увидим мощность шума kTG+Na (Na шумовая мощность, добавленная усилителем). Из принятого IEEE выражения для КШ в линейном виде F=(kTG+Na)/kTG мы находим, что Na = (F-1)kTG. Стало быть, на выходе усилителя есть тепловой шум с мощностью kTG + (F-1)kTG или kTGF. Когда мы оцениваем тепловую составляющую СПМ ФШ в одиночной боковой полосе относительно несущей, мы всю мощность теплового шума kTGF делим на мощность сигнала Pout и на 2 (потому что одиночная боковая полоса). Hati с собратьями в упомянутой Вами статье “Noise Figure vs. PM Noise Measurements: A Study at Microwave Frequencies.” вроде как экспериментально подтвердил, что полка, обусловленная тепловым шумом, в одиночной боковой полосе составляет -177дБн/Гц. Зачем усложнять и почему, "вопреки всякой логике"? Если согласиться с тем, что произведение GF сохраняет некоторое постоянное значение при компрессии усилителя вплоть до определенных критических значений, когда он просто возбуждается или выгорает, то получится, что постоянное число GF по мере увеличения компрессии делится на все большее число Pout (большая мощность на выходе). Поэтому шумовая полка снижается, что вполне логично. Главное же - именно в режиме компрессии определить Fc . А разве в основе гносеологического метода современной науки не лежит практика, как критерий истины?:) Мое утверждение следует понимать в том смысле, что при значительно (в моем случае на 60 дБ) подавленной несущей технология усилителя никакой роли играть уже не будет, так как за счет малосигнального режима фликкерная граница приобретет пренебрежимо малое значение. Это подтверждается экспериментом: можно в качестве LNA поставить HEMT, а можно HBT, разницы во фликкере мы не увидим. Посмотрите, где лежит зеленая кривая (шумовой вклад фликкера LNA) на рисунке 7. А вот КШ и линейный GAIN усилителя петли КСС крайне важны, так как именно они будут "нейтрализовывать" коэффициент шума последующих каскадов. Таким образом, при выборе схемы "просто автогенератор" vs. "автогенератор с КСС", Вы должны понимать, что в первом случае Вам придется "танцевать с бубном" вокруг усилителя петли ПОС (где его технология (фликкер) будет крайне важна), а во втором случае "танцы с бубном" сместятся к настройке резонатора. По моему скромному мнению, GF/Pout это и есть индикатор линейности.
  21. Если вернуться к формуле Лиссона, то не будем забывать, что она носит оценочный характер. Это означает, что Вы можете с ее помощью качественно предсказать поведение профиля шума генератора, а не количественно его определить с высокой точностью. Хотя, как показывает практика, в большинстве случаев даже и количественно можно определить вполне адекватно, если в даташите искать нужную информацию. Когда специалисты (например, Hati в упомянутой статье) записывают полку шумов как FkT/2Pin, то, с моей точки зрения, это методологически неправильно. А правильно GFkt/2Pout. Поясню, почему, не претендуя на истинность в последней инстанции. Производитель нормирует нам обычно не только КШ, но и КУ, измеренные в режиме малого сигнала. Из моего субъективного опыта могу отметить, что при оценке ФШ полезно оценивать сумму двух указанных параметров. В режиме большого сигнала (генерации) мы всегда можем оценить усиление и внести поправку в малосигнальный КШ. Можно грубо сказать (rule of thumb), что когда мы достигаем точки децибельной компрессии активного элемента и его усиление падает на 1 дБ, то этот децибел переходит в КШ. Соответственно, в режиме насыщения мы смотрим, какое усиление в итоге было реализовано, насколько его значение отличается в меньшую сторону от усиления в режиме слабого сигнала, и разницу можем записать как добавку к малосигнальному КШ. И тогда измеренный в режиме генерации широкополосный шум начнет достаточно точно согласовываться с оценкой. Таким образом, "еще один параметр, описывающий нелинейность схемы", с моей утилитарной точки зрения, может быть обозначен как сохранение линейности гейна при максимальном доступном уровне мощности. И данный параметр можно "извлечь" как из даташита, так и экспериментально. По поводу Fc. Да, такая величина, как Fc должна первоначально извлекаться из реального измерения. Добавлю: из реального измерения семейства микросхем, выполненных по конкретной технологии. Но хорошая новость в том, что эти данные можно будет потом достаточно уверенно экстраполировать на все семейство. Например, у нас есть данные о Fc для HMC326, они будут верны и для HMC327. И накопив определенный экспериментальный опыт, Вы уже будете знать, что HEMT и MESFET имеет Fc 2-5 МГц, а GaAs HBT 100-400 кГц. Для оценки шумов будущего автогенератора применительно к активному элементу вполне достаточно таких данных, как GAIN, P1, NF и технология микросхемы. Проиллюстрирую на примере HMC326. Данный усилитель имеет на частоте 4 ГГц малосигнальный GAIN = 21 дБ, NF ~5 дБ, Pout SAT = +26 дБм. Предположим, что мы используем его в режиме насыщения, подавая ему на вход +10 дБм. В этом случае его GAIN составит 16дБ и малосигнальный КШ можно увеличить на 5 дБ. Оцениваем полку : -177 - 26 +16 +10 = -177. Технология у него GaAs HBT. Для худшего случая можно Fc оценить как 400 кГц. Значит на 40 кГц у него будет ФШ ~ -167, на 10кГц ~164, на 1кГц ~-154. Таким образом, получаем консервативную оценку его ФШ в режиме насыщения.
  22. Во-первых, я не писал отечественных. У Wenzel точно можно найти. Не уверен, правда, что продадут в Россию. Во-вторых, и в России, наверное, можно найти, если заморочиться. Вы, наверное, читали эту синтезаторную ветку не с самого начала. Те, кто в теме, знают, что я как раз сторонник той идеи, что поднять кварцевую сотку без деградации шума на 10 ГГц проблематично. Но не исключаю, что это все-таки возможно в виде единичного достижения. Из опубликованных результатов есть вот такие Есть серийные продукты, где достигнут такой показатель. Не 1 ГГц, а 500 МГц. Вот, например. С чуть худшими параметрами на 1,28 ГГц есть у Ракона. Никаких непреодолимых препятствий нет. Термостат в модуле в любом случае уже есть. А тряска это вопрос монтирования. Можно сделать амортизирующее крепление, которое будет улучшать виброустойчивость. Андрей, Вы ранее публиковали результат умножения 500 МГц. Там у Вас есть артефакт на отстройке 20 МГц (обвел красным). Вы разбирались с его природой?? Вижу подобные пакости в своих регенеративных делителях.
  23. Полгода уже прошло... Успел забыть, о чем писалось Экспериментальные данные для системы с МШУ и без достаточно однозначны. Если выбрасываете МШУ, то нужно подводить к резонатору мощности больше во столько раз, сколько составляет коэффициент усиления МШУ. Это означает несколько Ватт, что для работы конкретно с сапфиром создает дополнительные неудобства. Алексей, слишком много вопросов, сейчас нет времени развернуто писать. Тем более, что все, что считал нужным, уже написал в статье. Если есть охота обсудить, приезжай, тем более, что к тебе тоже много вопросов накопилось. Вопрос к аудитории: знаком ли кто (имеет ли практический опыт использования) с цифровыми делителями, которые бы имели шумовой пол -170дБн/Гц, а лучше ниже (для выходной частоты 1 ГГц).
  24. Верно отметили, не хватит, защелкивание выбрано по критерию 96max=98min. Умножители тоже добавлять нет желания, точнее нет желания вообще уже что-то менять. Пусть остается делительный широкополосный шум, как он есть. Все-таки генератор среднего класса. Было желание избавиться от битых частот Fclk/N. Хоть они и делятся, но мне больше нравится, когда их нет. Термин «делим с расширением» мне представляется немного скользким. Если просто октавно свипировать большие (маленькие-то нет смысла) целочисленные коэффициенты деления, то полоса на выходе относительная (в процентах)практически не меняется, а абсолютная (в Мегагерцах) сужается (примерно в два раза). Вы, вероятно, подразумеваете, апконвертируем, расширяем спредерами, а потом уже делим. Как вариант, можно расширить спредером подставку. Такое соображение. Разделение прямой vs косвенный синтез вроде как является сравнительно общепринятым. Хотя если копнуть глубже, то в прямом могут быть элементы косвенного, а в косвенном прямого. То есть чистого direct /indirect breed все равно нет. При этом при проектировании широкополосных синтезаторов СВЧ главным образом мы задаемся вопросом получения рабочей октавы. Поэтому лично я на всяких презентациях и семинарах позволяю себе вводить два вида дихотомии (применительно к вопросу формирования октавы): по критерию использования управляемого генератора для формирования рабочей синтезаторной октавы синтезаторы можно разделить на прямые и косвенные, а по арифметическому методу формирования рабочей октавы на кратные и некратные. То есть нарушение кратности, о котором Вы говорите, относится к формированию опоры, а не к формированию рабочей октавы. А формирование опоры - отдельный емкий вопрос. Как говаривал Петр Первый (не помню где), часто у нас книги пишутся, чтоб толсты казались. Так и думал. Хорошо Вам работать в силиконовой долине. У нас ценник на ПАВ-фильтр с логистикой может доходить и до 3 тыс. рублей. Про ПАВ лучше в личку. «Попроще» в смысле лучше формфактор?
  25. Вы имеете в виду вставить отключаемый умножитель на 2 в петлю со стороны ЖИГа? Как вариант. Тогда в плече ЖИГа, по идее, добавляется расфильтровка субгармоник. А можно на первый оффсетный смеситель с RF-конца добавить две лишние гармоники (которые, в принципе, уже есть в системе): 32 и 64. Или я слегка консервативен в оценке AD9912. Частотный план между Fclk/2 и Fclk/3. Вообще тут от использования FSW-0020 осталось любопытное концептуальное наследие. Я привык полагать, что в структуре генератора 1 канал – это отдельный полноценный синтезаторный модуль, со своим DDSом (чтобы ничего не менять в базовом софте настольного прибора). Но теоретически если заморочиться спурами, то в точку, где DDS заводится на апконверсию/деление, можно завести сигнал отдельного DDS. Вот этого http://elvira.ru/data/MICROWAVE_MODULES/SY...tasheet_RUS.pdf И тогда мы будем иметь такую картину по ПСС на 10 гигах: -120-31+10=-141… С непривычки цифра выглядит немного дико. Вроде все так и сделано, как Вы говорите, и с дополнительными изоляционными ключами. Вы имеете в виду, что в плате делаются сквозные вырезы? Гребень корпуса, это гребень дна или крышки? Моя личная точка зрения, что лучше, чтобы из дна корпуса торчали стены. Общая плата при большом количестве каналов уже не будет единой платой, а будет собираться из более мелких (как детский пазл). Это усложняет монтаж. У нас существует и альтернативная точка зрения, что гребни могут быть выфрезерованы в крышке и упираться в копланарную землю единой ВЧ платы. Это упрощает требования к монтажу. Надо будет еще раз посмотреть на фильтрацию цепей управления. ПАВ-банк перекрывает октаву?